一种可变增益功率放大器的制作方法

1.本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种可变增益功率放大器。


背景技术：

2.对于一款发射机芯片，其一般需要完成发射信号的频率变换、相位变换、幅度变换、大功率输出等多个功能。而多个功能的实现会相互影响。如发射机使用功率放大器实现足够的功率输出，但是功率放大器的am-pm失真会影响输出信号相位，而一般的增益控制单元(如可变增益放大器或者衰减器)在控制链路增益从而实现信号的幅度变换时，也会导致信号相位变化。以上两种信号的相位变化一般是不可控的，一般希望信号的相位变化只由移相器完成。因此实现功率放大器与增益控制单元在链路增益状态变化时的信号的低相位波动是十分重要的。
3.如今对于在考虑实现功率放大器与增益控制单元在链路增益状态变化时的信号的低相位波动时，一般会单独设计两个模块，如对功率放大器进行am-pm失真补偿并对增益控制单元应用低附加相移技术。但是上述做法会降低链路的其他性能，例如在论文“m.abdulaziz,h.v.h
ü
nerli,k.buisman and c.fager,"improvement of am
–
pm in a 33-ghz cmos soi power amplifier using pmos neutralization,"in ieee microwave and wireless components letters,vol.29,no.12,pp.798-801,dec.2019,doi:10.1109/lmwc.2019.2948763.”中，如图1所示，该设计使用pmos管补偿am-pm失真，虽然获得了较好的am-pm失真性能，但该技术牺牲了功率放大器的增益与pae。而增益控制单元想要实现低附加相移，也会有电路结构复杂、版图面积大、线性度低等缺点，例如在论文“t.wu,c.zhao,h.liu,y.wu,y.yu and k.kang,"a 20～43ghz vga with 21.5db gain tuning range and low phase variation for 5g communications in 65-nm cmos,"2019 ieee radio frequency integrated circuits symposium(rfic),2019,pp.71-74,doi:10.1109/rfic.2019.8701807.”中，如图2所示，该结构使用了交叉耦合结构抵消了晶体管栅漏间寄生电容。由于高增益状态下两个晶体管偏置相差较大会产生差别较大的栅源寄生电容，提出了利用非对称电容va和vb补偿了从而实现了低附加相移，但是其版图结构复杂，且为了实现低附加相移，其无法实现最大输出功率匹配，其线性度较低，不适合应用于功率放大器。


技术实现要素：

4.针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种可变增益功率放大器解决了现有可变增益功率放大器存在am-pm失真、版图结构复杂、无法实现最大输出功率匹配和线性度低的问题。
5.为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种可变增益功率放大器，包括：差分共源带中和电容改进增益控制电路、以及差分共源带中和电容电路构成两级或多级可变增益功率放大器；
6.在构成两级级联时，包括：一个差分共源带中和电容改进增益控制电路和一个差
分共源带中和电容电路；
7.所述差分共源带中和电容改进增益控制电路的输出端通过匹配网络与差分共源带中和电容电路的输入端连接，所述差分共源带中和电容改进增益控制电路的输入端作为可变增益功率放大器的输入端，所述差分共源带中和电容电路的输出端作为可变增益功率放大器的输出端；
8.在构成多级级联时，包括：一个差分共源带中和电容改进增益控制电路和多个差分共源带中和电容电路；
9.所述多个差分共源带中和电容电路间依次串联，每两个相邻差分共源带中和电容电路间接入一个匹配网络；
10.所述差分共源带中和电容改进增益控制电路的输入端作为可变增益功率放大器的输入端，其输出端通过匹配网络与首位的差分共源带中和电容电路的输入端连接，差分共源带中和电容电路的输出端通过匹配网络与相邻的差分共源带中和电容电路的输入端连接，末位差分共源带中和电容电路的输出端作为可变增益功率放大器的输出端。
11.进一步地，所述差分共源带中和电容电路包括：nmos管m1、nmos管m2、中和电容c
f1
和中和电容c
f2
；
12.所述nmos管m1的栅极与中和电容c
f1
的一端连接，并作为差分共源带中和电容电路的负输入端vin-，其漏极与中和电容c
f2
的一端连接，并作为差分共源带中和电容电路的正输出端vout+，其源极与nmos管m2的源极连接，并接地；
13.所述nmos管m2的栅极与中和电容c
f2
的一端连接，并作为差分共源带中和电容电路的正输入端vin+，其漏极与电容c
f1
的另一端连接，并作为差分共源带中和电容电路的负输出端vout-。
14.进一步地，所述差分共源带中和电容改进增益控制电路包括：中和电容c
f3
、中和电容c
f4
、nmos管m3、nmos管m4、nmos管m5、nmos管m6、电阻r1和电阻r2；
15.所述nmos管m3的栅极分别与中和电容c
f3
的一端和nmos管m5的漏极连接，并作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的正输入端vin+，其漏极与中和电容c
f4
的一端连接，并作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的负输出端vout-，其源极与nmos管m4的源极连接，并接地；
16.所述nmos管m4的漏极与电容c
f3
的另一端连接，并作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的正输出端vout+，其栅极分别与中和电容c
f4
的另一端和nmos管m6的漏极连接，并作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的负输入端vin-；所述nmos管m5的源极接地，其栅极与电阻r1的一端连接；所述nmos管m6的源极接地，其栅极与电阻r2的一端连接；所述电阻r1的另一端作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的控制电压输入端vc1；所述电阻r2的另一端作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的控制电压输入端vc2。
17.综上，本发明的有益效果为：
18.1、本发明中差分共源带中和电容改进增益控制电路的输出信号，在控制电压vc降低时，输出信号的相位升高，差分共源带中和电容电路在栅极电压v
pa
降低时，输出信号相位降低，通过后级电路的相位降低来补偿前级电路的相位升高，从而改善增益变化时输出信号相位波动，解决am-pm失真问题。
19.2、一般增益控制为改善相位波动，会采用诸如有源交叉耦合电路等。有源交叉耦
合电路结构的版图复杂度较高，不利于设计。而本发明所使用两种放大电路，其结构简单、应用灵活，电路和版图复杂度很低。
20.3、一般增益控制为改善相位波动，其输出匹配多为共轭匹配，因此不能实现放大器输出信号低相位波动同时输出最大功率；由于交叉耦合晶体管工作状态不同，其线性度也较低。而本发明由于采用两级或多级级联的形式改善相位波动，可以使增益控制级共轭匹配，而其他级采用最大功率匹配，放大器的线性度由除增益控制级外的其余放大器主导，因此可以实现放大器输出信号低相位波动同时输出最大大功率，提高放大器线性度。
附图说明
21.图1为使用pmos进行am-pm失真补偿的功率放大器的电路示意图。
22.图2为有源交叉耦合可变增益放大器的电路示意图。
23.图3为差分共源带中和电容改进增益控制电路和差分共源带中和电容电路构成两级级联时的示意图。
24.图4为两级级联的具体电路图；
25.图5为多级级联的具体电路图；
26.图6为差分共源带中和电容电路的电路图。
27.图7为差分共源带中和电容改进增益控制电路的电路图。
28.图8为单管共源放大器小信号示意图。
29.图9为共源晶体管小信号简化示意图。
30.图10为并联可变电阻共源晶体管小信号简化示意图。
31.图11为所提出两级级联结构的附加相移仿真结果图。
具体实施方式
32.下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
33.如图3所示，一种可变增益功率放大器，包括：差分共源带中和电容改进增益控制电路、以及差分共源带中和电容电路构成两级或多级可变增益功率放大器；
34.如图3～4所示，在构成两级级联时，包括：一个差分共源带中和电容改进增益控制电路和一个差分共源带中和电容电路；
35.所述差分共源带中和电容改进增益控制电路的输出端通过匹配网络与差分共源带中和电容电路的输入端连接，所述差分共源带中和电容改进增益控制电路的输入端作为可变增益功率放大器的输入端，所述差分共源带中和电容电路的输出端作为可变增益功率放大器的输出端；
36.如图5所示，在构成多级级联时，包括：一个差分共源带中和电容改进增益控制电路和多个差分共源带中和电容电路；
37.所述多个差分共源带中和电容电路间依次串联，每两个相邻差分共源带中和电容电路间接入一个匹配网络；
38.所述差分共源带中和电容改进增益控制电路的输入端作为可变增益功率放大器的输入端，其输出端通过匹配网络与首位的差分共源带中和电容电路的输入端连接，差分共源带中和电容电路的输出端通过匹配网络与相邻的差分共源带中和电容电路的输入端连接，末位差分共源带中和电容电路的输出端作为可变增益功率放大器的输出端。
39.如图6所示，所述差分共源带中和电容电路包括：nmos管m1、nmos管m2、中和电容c
f1
和中和电容c
f2
；
40.所述nmos管m1的栅极与中和电容c
f1
的一端连接，并作为差分共源带中和电容电路的负输入端vin-，其漏极与中和电容c
f2
的一端连接，并作为差分共源带中和电容电路的正输出端vout+，其源极与nmos管m2的源极连接，并接地；
41.所述nmos管m2的栅极与中和电容c
f2
的一端连接，并作为差分共源带中和电容电路的正输入端vin+，其漏极与电容c
f1
的另一端连接，并作为差分共源带中和电容电路的负输出端vout-。
42.如图7所示，所述差分共源带中和电容改进增益控制电路包括：中和电容c
f3
、中和电容c
f4
、nmos管m3、nmos管m4、nmos管m5、nmos管m6、电阻r1和电阻r2；
43.所述nmos管m3的栅极分别与中和电容c
f3
的一端和nmos管m5的漏极连接，并作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的正输入端vin+，其漏极与中和电容c
f4
的一端连接，并作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的负输出端vout-，其源极与nmos管m4的源极连接，并接地；
44.所述nmos管m4的漏极与电容c
f3
的另一端连接，并作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的正输出端vout+，其栅极分别与中和电容c
f4
的另一端和nmos管m6的漏极连接，并作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的负输入端vin-；所述nmos管m5的源极接地，其栅极与电阻r1的一端连接；所述nmos管m6的源极接地，其栅极与电阻r2的一端连接；所述电阻r1的另一端作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的控制电压输入端vc1；所述电阻r2的另一端作为差分共源带中和电容改进增益控制电路的控制电压输入端vc2。
45.在构成两级级联时，差分共源带中和电容改进增益控制电路构成增益控制级，差分共源带中和电容电路作为功率级。
46.在构成多级级联时，差分共源带中和电容改进增益控制电路构成增益控制级，位于中间的差分共源带中和电容电路构成驱动级，末位的差分共源带中和电容电路构成功率级；
47.增益控制级的输入端、增益控制级的输出端、驱动级的输入端、驱动级的输出端、功率级的输入端和功率级的输出端在使用时均需接入匹配网络，如图4～5所示。
48.在本实施例中，电阻r1和电阻r2为10kω的大电阻。
49.在本实施例中，匹配网络可由变压器实现隔直流、通交流、输入阻抗匹配和输出阻抗匹配，通过变压器抽头实现直流供电与栅极电压设置。
50.工作时，为可变增益功率放大器提供以下电压：差分共源带中和电容电路栅极电压为v
pa
，差分共源带中和电容改进增益控制电路中共源管m3、m4栅极电压为v
vga
，差分共源带中和电容改进增益控制电路中nmos管m5、m6通过大电阻r1或r2设置栅极电压为vc。同时控制图6电路的栅极电压v
pa
以及图7电路的控制电压vc1或vc2，即可达到级联放大的链路在链路增益下降的同时输出信号相位波动较小的效果。
51.本发明的工作原理：
52.单管共源放大器小信号示意图如图8所示。图中c
gd
、c
gs
、c
ds
分别为栅漏寄生电容、栅源寄生电容、漏源寄生电容，v
gs
为栅源小信号摆幅，r
ds
为内阻，z
l
为负载，v
out
为输出电压，gm为跨导，设流经电容c
gd
的电流为i，栅极节点的电压为v，有以下等式：
[0053][0054]
其中，r为漏源阻抗实部，x为漏源阻抗虚部，ω为角频率。
[0055]
电容c
gs
后方的输入阻抗z
in
可以表示为式(2)：
[0056][0057]
由此可得z
in
的实部re(z
in
)为式(3)：
[0058][0059]zin
的虚部im(z
in)
为式(4)：
[0060][0061]
当使用中和电容技术，抵消寄生电容c
gd
的影响，可以得知z
in
的实部re(z
in
)与虚部im(z
in
)为式(5)、式(6)：
[0062][0063][0064]
所以可以将电容c
gs
后方的部分看成是等效电阻r
eff
串联等效电容c
eff
，其示意图如图9所示。
[0065]
通过图8、图9可以易知式(7)成立：
[0066]vout
＝-gmz
lvgs
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0067]
由式(7)可得式(8)：
[0068]
∠v
out
＝-∠v
gs
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0069]
其中，∠为角度的符号。
[0070]
即分析输出信号相位仅需分析寄生电容c
gs
上的信号相位即可。
[0071]
设f为频率，ω＝2πf，由图9可得式(9)：
[0072][0073]
其中，i为晶体管的输入电流。
[0074]
令上式分母中
[0075]
[0076]
其中，a和b为中间变量。
[0077]
此时可以易知式(11)与式(2)成立：
[0078][0079][0080]
式(9)可以改写为式(13)：
[0081][0082]
经过分离实部虚部可得式(14)：
[0083][0084]
最终可得经过放大器输出到负载上的信号相位为式(15)：
[0085][0086]
此时易知，由于a与ω大于0，所以当静态偏置电压下降，差分共源带中和电容电路增益下降，此时寄生电容c
gs
容值下降，负载上的输出信号相位下降。
[0087]
对于如图7所示的差分共源带中和电容改进增益控制电路，由于晶体管m5、m6的漏极到地，其寄生电容为c
gd
串联c
gs
再并联c
ds
，其对信号相位影响较小，分析时可以忽略，所以晶体管m5、m6可以等效为可变电阻，沿用图9设置，并联可变电阻r3，如图10所示。
[0088]
对其寄生电容为c
gs
上的电压信号，易得式(16)：
[0089][0090]
其中，r3为可变电阻r3接入电路的电阻值。
[0091]
沿用式(10)的假设，可得式(17)：
[0092][0093]
经过分离实部虚部，可得式(18)：
[0094][0095]
最终可得经过放大器输出到负载上的信号相位为式(19)：
[0096][0097]
此时易知，由于a大于0，当设计(ωc
gs-b)小于0时，所以当控制电压vc上升(控制电压vc1和控制电压vc2)，差分共源带中和电容改进增益控制电路增益下降，此时可变电阻r3阻值下降，负载上的输出信号相位上升。
[0098]
图6所示差分共源带中和电容电路降低栅极电压v
pa
，其增益降低，输出信号的相位
降低，图7所示差分共源带中和电容改进增益控制电路，控制电压vc降低，其增益降低，其输出信号的相位升高，两级达到补偿效果。由此即可使用两级放大器级联达到相位预失真的效果。从而改善增益变化时输出信号相位波动。图11为该两级级联结构附加相移的仿真结果，结果表明采用该结构后增益变化时附加相移小于0.5
°
。
[0099]
本发明包括以下有益效果：
[0100]
1、本发明中差分共源带中和电容改进增益控制电路的输出信号，在控制电压vc降低时，增益降低，输出信号的相位升高，差分共源带中和电容电路在栅极电压v
pa
降低时，增益降低，输出信号相位降低，通过后级电路的相位降低来补偿前级电路的相位升高，从而改善增益变化时输出信号相位波动。
[0101]
2、一般增益控制为改善相位波动，会采用诸如有源交叉耦合电路等。有源交叉耦合电路结构的版图复杂度较高，不利于设计。而本发明所使用两种放大电路，其结构简单、应用灵活，电路和版图复杂度很低。
[0102]
3、一般末级放大器为改善相位波动，会采用am-pm抵消技术，一般上述技术与差分共源带中和电容电路相比，其增益较低，这会导致放大器输出同样的功率时，采用am-pm抵消技术的放大器会拥有更低的pae，而末级放大器的功耗占链路功耗的很大一部分，所以末级放大器不采用am-pm抵消技术，会显著提升整个链路的pae。
[0103]
4、由于采用两级或多级预防相位失真，其不同的增益状态可以通过分别调整两级放大器的增益状态实现，即链路某一增益状态实际上对应多个各级放大器的增益状态的组合(如链路希望增益状态为较最大增益状态的增益低1db，那么对于两级级联放大结构来说，可以选择末级增益降低0.7db，前级增益降低0.3db，也可选择末级增益降低0.5db，前级增益降低0.5db，所以其一个增益状态对应多种组合)，在具体实施时可以选择组合中链路输出信号相位波动最小的组合，从而实现链路整体较低的输出信号相位波动。