一种列级读出电路和红外成像仪

1.本发明涉及集成电路领域，尤其涉及一种列级读出电路和红外成像仪。


背景技术：

2.列级模数转换器(column-adc)是指在阵列型读出电路中的列级实现模数转换的功能，随着工艺的进步，红外焦平面探测阵列规模越来越大，像素尺寸越来越小，在像素级和输出级实现模数转换器分别受到面积、速率和精度的限制，而在列级实现模数转换相比较于在像素中实现模数转换面积仅受一个维度的限制，相比较于在输出级或者片外实现模数转换速度的要求会放宽，并且信噪比会更优，是目前阵列型读出电路中比较成熟的方式。
3.但目前的column-adc中，因其列级读出电路结构的原因，对量化的结果存在误差，并且占用面积较大、功耗较大、单调性不好，信噪比较低。


技术实现要素：

4.鉴于上述问题，提出了本发明以提供解决上述问题或者部分地解决上述问题的一种列级读出电路和红外成像仪。
5.本发明实施例第一方面提供一种列级读出电路，所述列级读出电路包括：跨导模块、第一流控振荡器、第二流控振荡器、第一格雷码计数单元、第二格雷码计数单元、第一相位采样单元、第二相位采样单元、第一自校准单元、第二自校准单元以及作差单元；
6.所述第一流控振荡器和所述第二流控振荡器的结构、功能相同，所述第一格雷码计数单元和所述第二格雷码计数单元的结构、功能相同，所述第一相位采样单元和所述第二相位采样单元的结构、功能相同，所述第一自校准单元和所述第二自校准单元的结构、功能相同；
7.所述跨导模块接收来自于像素阵列的像素电压和基准电压，产生第一电流和第二电流，并将所述第一电流输出至所述第一流控振荡器，将所述第二电流输出至所述第二流控振荡器；
8.对于所述第一流控振荡器有：接收所述第一电流，产生第一脉冲输出，并将所述第一脉冲输出传输至所述第一格雷码计数单元；
9.对于所述第一格雷码计数单元有：对所述第一脉冲输出进行运算，得到第一计数结果并传输至所述第一自校准单元；
10.对于所述第一相位采样单元有：对所述第一流控振荡器中每级环振的相位进行采样，得到第一相位信息并传输至所述第一自校准单元；
11.对于所述第一自校准单元有：基于所述第一相位信息，对所述第一计数结果进行校准，得到第一精准码值并传输至所述作差单元；
12.所述作差单元对来自于所述第二自校准单元的第二精准码值与所述第一精准码值进行作差，将作差结果作为量化结果输出片外。
13.可选地，所述跨导模块将所述像素电压和所述基准电压之间的电压差值，转换为
具有电流差值的所述第一电流和所述第二电流。
14.可选地，所述跨导模块包括：第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管、第五mos管、第六mos管、电阻；
15.所述第一mos管和所述第二mos管分别为所述跨导模块的两个输入对管，所述第一mos管的栅极接收所述像素电压，所述第二mos管的栅极接收所述基准电压；
16.所述第五mos管和所述第六mos管分别与电流源连接，提供两个电流偏置，所述第五mos管的栅极和所述第六mos管的栅极均接收第一偏置电压；
17.所述第六mos管、所述第二mos管、所述第四mos管依次串联，所述电阻的一端连接于所述第六mos管和所述第二mos管的串联连接处，所述电阻的另一端连接于所述像素阵列；
18.所述第三mos管和所述第四mos管为共栅管，用于隔离所述第一流控振荡器、所述第二流控振荡器对两个所述输入对管的影响，所述第三mos管和所述第四mos管分别向所述第一流控振荡器、所述第二流控振荡器输出所述第一电流和所述第二电流，所述第三mos管的栅极和所述第四mos管的栅极均接收第二偏置电压。
19.可选地，所述每级环振均包括两个输出端；所述第一相位采样单元包括：多组saff触发器、校验位触发器以及计数值触发器；
20.每组saff触发器均包括：两个saff触发器，所述两个saff触发器分别对所述每级环振的两个输出端的相位进行采样，每个saff触发器以外部sample信号为使能信号，当所述sample信号有效时进行相位采样；
21.每个saff触发器输出的信号传输至相位译码器，以使得所述相位译码器将其译为所述每级环振对应的第一相位信息；
22.所述校验位触发器和所述计数值触发器均为saff触发器；
23.所述校验位触发器对所述第一格雷码计数单元中的校验位进行采样，得到采样后校验位信号并传输至所述第一自校准单元，所述校验位触发器以所述sample信号为使能信号，当所述sample信号有效时进行所述第一格雷码计数单元中的校验位采样；
24.所述计数值触发器对所述第一计数结果进行采样，得到所述第一计数结果对应的二进制码值和奇偶信号并传输至所述第一自校准单元，所述计数值触发器以所述sample信号为使能信号，当所述sample信号有效时进行所述第一计数结果的采样。
25.可选地，所述第一自校准单元包括：或门、同或门、与门以及加法器；
26.所述或门接收所述每级环振对应的第一相位信息，输出相位检查位信号至所述与门；
27.所述同或门接收所述采样后校验位信号和所述奇偶信号，输出计数检查位信号至所述与门；
28.所述与门输出自校准位信号至所述加法器，所述加法器以所述自校准位信号为使能信号；
29.所述加法器以所述第一计数结果对应的二进制码值和电源电压作为输入信号，所述加法器输出所述第一精准码值。
30.可选地，所述第一格雷码计数单元包括：异步格雷码计数器；
31.将所述异步格雷码计数器的最低位作为所述采样后校验位，将所述异步格雷码计
数器的次低位作为所述异步格雷码计数器的计数值最低位，所述采样后校验位的作用是：作为1/2位来判断当前时刻所述异步格雷码计数器的计数状态，其中，在所述异步格雷码计数器处在跳变的边沿时，所述采样后校验位为确定值，结合当前时刻所述计数值判断出当前时刻所述异步格雷码计数器的计数状态；
32.所述计数状态结合当前时刻所述计数值与所述每级环振对应的第一相位信息的对应关系来对所述第一计数结果进行校准，其中，若所述计数状态为计数处于后n个相位时，而当前时刻相位采样采得的是前n个相位时，则当前时刻所述异步格雷码计数器处于还未翻转的状态，校准将所述第一计数结果加一，得到所述第一精准码值。
33.可选地，所述采样后校验位结合当前时刻所述计数值判断出当前时刻所述异步格雷码计数器的计数状态的具体步骤包括：
34.若所述采样后校验位的值为0，且当前时刻所述计数值为偶数，则当前时刻所述计数状态为：计数处于前n个相位；
35.若所述采样后校验位的值为1，且当前时刻所述计数值为偶数，则当前时刻所述计数状态为：计数处于后n个相位；
36.若所述采样后校验位的值为0，且当前时刻所述计数值为奇数，则当前时刻所述计数状态为：计数处于后n个相位；
37.若所述采样后校验位的值为1，且当前时刻所述计数值为奇数，则当前时刻所述计数状态为：计数处于前n个相位。
38.可选地，对于任一流控振荡器均有：
39.流控振荡器的振荡频率f
cco
受流入流控振荡器的电流i
cco
大小调制，即：
40.f
cco
＝k
ccoicco
+f041.其中k
cco
为流控振荡器的调频灵敏度，f0表示电流i
cco
＝0时的截距，流控振荡器在t0时间内对其每级环振的输出相位信息进行积分为：
[0042][0043]
其中为每级环振的初始相位，积分过程中总积分相位由流控振荡器振荡结束时的计数值和相位值来得到：
[0044][0045]
其中n为流控振荡器的延迟级数，k为异步格雷码计数器的计数值，n0为相位采样采到的剩余相位数，为量化的单位相位，为未被量化的残余相位，根据电荷守恒得总的积分的电荷量为：
[0046]icco
×
t0＝(2n
×
k+n0)
×qu
+qs[0047]
其中qu为振荡一个相位时所消耗的平均电荷量，qs为未被量化的残余电荷，通过量化在时间t0内总的积分相位，实现在时域上完成对输入电流的量化。
[0048]
可选地，设所述跨导模块的整体跨导为gm，则有：
[0049]
δi
cco
＝gm×
δv
in
[0050]
其中，gm＝1/r，r表示所述电阻的阻值，δv
in
＝v
ref-v
in
，v
ref
表示所述基准电压的电压值，v
in
表示所述像素电压的电压值，则所述跨导模块产生的所述第一电流与所述第二
电流的电流差值i
cco1，2
表达为：
[0051]icco1，2
＝i0±
δi
cco
。
[0052]
其中，i0表示所述电流源提供的电流值，δi
cco
表示流经所述电阻的电流值。
[0053]
本发明实施例第二方面提供一种红外成像仪，所述红外成像仪包括：光电流探测器以及如第一方面任一所述的列级读出电路。
[0054]
本发明提供的列级读出电路，第一流控振荡器和第二流控振荡器的结构、功能相同，第一格雷码计数单元和第二格雷码计数单元的结构、功能相同，第一相位采样单元和第二相位采样单元的结构、功能相同，第一自校准单元和第二自校准单元的结构、功能相同。
[0055]
跨导模块接收来自于像素阵列的像素电压和基准电压，产生第一电流和第二电流，并将第一电流输出至第一流控振荡器，将第二电流输出至第二流控振荡器。
[0056]
对于第一流控振荡器有：接收第一电流，产生第一脉冲输出，并将第一脉冲输出传输至第一格雷码计数单元；自然可以理解的是，对于第二流控振荡器有：接收第二电流，产生第二脉冲输出，并将第二脉冲输出传输至第二格雷码计数单元。
[0057]
对于第一格雷码计数单元有：对第一脉冲输出进行运算，得到第一计数结果并传输至第一自校准单元；自然可以理解的是，对于第二格雷码计数单元有：对第二脉冲输出进行运算，得到第二计数结果并传输至第二自校准单元。
[0058]
对于第一相位采样单元有：对第一流控振荡器中每级环振的相位进行采样，得到第一相位信息并传输至第一自校准单元；自然可以理解的是，对于第二相位采样单元有：对第二流控振荡器中每级环振的相位进行采样，得到第二相位信息并传输至第二自校准单元。
[0059]
对于第一自校准单元有：基于第一相位信息，对第一计数结果进行校准，得到第一精准码值并传输至作差单元；自然可以理解的是，对于第二自校准单元有：基于第二相位信息，对第二计数结果进行校准，得到第二精准码值并传输至作差单元。最后作差单元对第二精准码值与第一精准码值进行作差，将作差结果作为量化结果输出片外。
[0060]
本发明的列级读出电路，采用基于流控振荡器在列级完成对像素内电压的时域量化，并带有基于采样误差的自校准功能，拥有低功耗、占用面积小、单调性好、高信噪比等技术优势，具有较高的实用性。
附图说明
[0061]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例的描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0062]
图1是本发明实施例中一种优选的跨导模块的结构示意图；
[0063]
图2是本发明实施例中一种优选的第一相位采样单元的结构示意图；
[0064]
图3是本发明实施例中一种优选的第一自校准单元的结构示意图；
[0065]
图4是本发明实施例中本发明实施例中整体的工作时序图；
[0066]
图5是本发明实施例中所示的列级读出电路的整体结构图。
具体实施方式
[0067]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0068]
本发明实施例的列级读出电路包括：跨导模块、第一流控振荡器、第二流控振荡器、第一格雷码计数单元、第二格雷码计数单元、第一相位采样单元、第二相位采样单元、第一自校准单元、第二自校准单元以及作差单元。
[0069]
其中，第一流控振荡器和第二流控振荡器的结构、功能相同，第一格雷码计数单元和第二格雷码计数单元的结构、功能相同，第一相位采样单元和第二相位采样单元的结构、功能相同，第一自校准单元和第二自校准单元的结构、功能相同。因此，下文均以第一流控振荡器、第一格雷码计数单元、第一相位采样单元、第一自校准单元为例进行解释和说明，第二流控振荡器、第二格雷码计数单元、第二相位采样单元、第二自校准单元因结构、功能均与各自对应的部分相同，简单理解即可得到本发明实施例的列级读出电路。
[0070]
列级读出电路中，跨导模块接收来自于像素阵列的像素电压和基准电压，产生第一电流和第二电流，并将第一电流输出至第一流控振荡器，将第二电流输出至第二流控振荡器。具体的，跨导模块是将接收到的像素电压和基准电压之间的电压差值，转换为具有电流差值的第一电流和第二电流。
[0071]
对于第一流控振荡器有：接收第一电流，产生第一脉冲输出，并将第一脉冲输出传输至第一格雷码计数单元。自然可以理解的是，对于第二流控振荡器有：接收第二电流，产生第二脉冲输出，并将第二脉冲输出传输至第二格雷码计数单元。
[0072]
对于第一格雷码计数单元有：对第一脉冲输出进行运算，得到第一计数结果并传输至第一自校准单元。自然可以理解的是，对于第二格雷码计数单元有：对第二脉冲输出进行运算，得到第二计数结果并传输至第二自校准单元。
[0073]
对于第一相位采样单元有：对第一流控振荡器中每级环振的相位进行采样，得到第一相位信息并传输至第一自校准单元。自然可以理解的是，对于第二相位采样单元有：对第二流控振荡器中每级环振的相位进行采样，得到第二相位信息并传输至第二自校准单元。
[0074]
对于第一自校准单元有：基于第一相位信息，对第一计数结果进行校准，得到第一精准码值并传输至作差单元。自然可以理解的是，对于第二自校准单元有：基于第二相位信息，对第二计数结果进行校准，得到第二精准码值并传输至作差单元。
[0075]
作差单元对第二精准码值与第一精准码值进行作差，将作差结果作为量化结果输出片外。
[0076]
为了更清晰的说明上述列级读出电路，以一优选的具体跨导模块的电路结构为例，说明跨导模块的结构和工作原理。
[0077]
参照图1，示出了一种优选的跨导模块的结构示意图，跨导模块包括：第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管、第五mos管、第六mos管、电阻。需要说明的是，图1中以p型mos管为例示例性的示出跨导模块的电路结构，对于n型mos管基于其特征，简单变换即可得到对应的电路结构。
[0078]
图1中第一mos管m1和第二mos管m2分别为跨导模块的两个输入对管，第一mos管m1的栅极接收像素电压v
in
，第一mos管的源极和漏极分别与第五mos管m5的漏极、第三mos管m3的源极连接，rs《1》表示像素阵列中p(1，1)的每一行的选通开关。第二mos管m2的栅极接收基准电压v
ref
。
[0079]
第五mos管m5的源极和第六mos管m6的源极分别与电流源连接，电流源提供的两个电流偏置的电流值均为i0，第五mos管m5的栅极和第六mos管m6的栅极均接收第一偏置电压v
bp
。
[0080]
第六mos管m6、第二mos管m2、第四mos管m4依次串联，电阻r的一端连接于第六mos管m6的漏极和第二mos管m2的源极分别连接，电阻r的另一端连接于像素阵列。
[0081]
第三mos管m3和第四mos管m4为共栅管，用于隔离第一流控振荡器、第二流控振荡器对两个输入对管(即第一mos管m1和第二mos管m2)的影响，第三mos管m3和第四mos管m4分别向第一流控振荡器、第二流控振荡器输出第一电流i
cco1
和第二电流i
cco2
，第三mos管m3的栅极和第四mos管m4的栅极均接收第二偏置电压vb。
[0082]
若设跨导模块的整体跨导为gm，则有：
[0083]
δi
cco
＝gm×
δvin[0084]
其中，gm＝1/r，r表示电阻r的阻值，δv
in
＝v
ref-v
in
，v
ref
表示基准电压v
ref
的电压值，v
in
表示像素电压v
in
的电压值，则跨导模块产生的第一电流与第二电流的电流差值i
cco1，2
表达为：
[0085]icco1，2
＝i0±
δi
cco
。
[0086]
其中，i0表示电流源提供的电流值，δi
cco
表示流经电阻r的电流值。
[0087]
对于每个流控振荡器来说，其每级环振均包括两个输出端。而第一相位采样单元包括：多组saff触发器、校验位触发器以及计数值触发器。参照图2，示出了一种优选的第一相位采样单元的结构示意图。图2中虚框cco表示流控振荡器的结构；k-bit gray counter表示kbit异步格雷码计数器(即第一格雷码计数单元)；counter《1：k》表示kbit异步格雷码计数器输出的计数值；flag0表示kbit异步格雷码计数器的校验位；sample表示sample信号；phase decoder表示相位译码器；gray to bin表示计数值转换为对应的二进制码值的模块，counter_bin《1：k》表示第一计数结果对应的二进制码值，odd-even表示奇偶信号；flag表示采样后校验位信号；与每级环振的两个输出端连接的即为多组saff触发器，每个使用saff表示；输出flag的saff触发器即为校验位触发器；输出counter_bin《1：k》和odd-even的saff触发器即为计数值触发器。
[0088]
由图2可知，多组saff触发器中的每组saff触发器均包括：两个saff触发器，两个saff触发器分别对每级环振的两个输出端的相位进行采样，每个saff触发器以外部sample信号为使能信号，当sample信号有效时进行相位采样。
[0089]
每个saff触发器输出的信号传输至相位译码器phase decoder，以使得相位译码器phase decoder将其译为每级环振对应的第一相位信息phase《1：2n》。
[0090]
校验位触发器对第一格雷码计数单元中的校验位flag0进行采样，得到采样后校验位信号flag并传输至第一自校准单元，校验位触发器以sample信号为使能信号，当sample信号有效时进行第一格雷码计数单元中的校验位flag0的采样。
[0091]
计数值触发器对第一计数结果counter《1：k》进行采样，得到第一计数结果对应的
二进制码值counter_bin《1：k》和奇偶信号odd-even并传输至第一自校准单元，计数值触发器以sample信号为使能信号，当sample信号有效时进行第一计数结果的采样。
[0092]
当流控振荡器积分结束时，sample信号下降沿有效，saff触发器对每一级环振的相位信息进行采集，然后相位译码器将其译为相位信息，与此同时正在计数的异步格雷码计数器的计数值和校验位也被saff触发器一同采样下来。采用saff触发器可以缓解由于触发器的亚稳态导致的误码情况。
[0093]
对于任一流控振荡器均有：
[0094]
流控振荡器的振荡频率f
cco
受流入流控振荡器的电流i
cco
大小调制，即：f
cco
＝k
ccoicco
+f0[0095]
其中k
cco
为流控振荡器的调频灵敏度，f0表示电流i
cco
＝0时的截距，流控振荡器在t0时间内对其每级环振的输出相位信息进行积分为：
[0096][0097]
其中为每级环振的初始相位，积分过程中总积分相位由流控振荡器振荡结束时的计数值和相位值来得到：
[0098][0099]
其中n为流控振荡器的延迟级数，k为异步格雷码计数器的计数值，n0为相位采样采到的剩余相位数，为量化的单位相位，为未被量化的残余相位，根据电荷守恒得总的积分的电荷量为：
[0100]icco
×
t0＝(2n
×
k+n0)
×qu
+qs[0101]
其中qu为振荡一个相位时所消耗的平均电荷量，qs为未被量化的残余电荷，通过量化在时间t0内总的积分相位，实现在时域上完成对输入电流的量化。
[0102]
参照图3，示出了一种优选的第一自校准单元的结构示意图。图3中包括：或门or、同或门aor、与门and以及加法器k-bit adder。
[0103]
或门接收每级环振对应的第一相位信息，图3中phase《1》......phase《n》，输出相位检查位信号phase_check至与门and；同或门aor接收采样后校验位信号flag和奇偶信号odd-even，输出计数检查位信号counter_check至与门and。
[0104]
与门输出自校准位信号calibration至加法器k-bitadder的使能端en，加法器k-bit adder以自校准位信号calibration为使能信号；加法器k-bit adder以第一计数结果对应的二进制码值counter_bin《1：k》和电源电压的电压信号vdd作为输入信号，加法器k-bit adder输出第一精准码值counter_out《1：k》。
[0105]
本发明实施例中整体的工作时序图参照图4所示，rs《1》～rs《m》为第一行到第m行依次导通的行选信号，flag为采样后校验位信号，phase《1》～phase《2n》为第一级到第n级环振的相位，counter_ideal和counter_actual分别为理想和实际异步格雷码计数器的计数值，它们之间的时延差为δt，sample信号为采样信号，下降沿时采样。
[0106]
当像素内积分结束，行选信号rs逐行开启，跨导模块产生差分电流流入两个流控振荡器，经过i0时间后，在sample信号下降沿时去对流控振荡器各级环振的相位以及计数值进行采样，得到积分时间，从而完成量化。
[0107]
由于异步格雷码计数器存在延迟的问题，位数越高翻转延迟时间越长，而流控振荡器的振荡频率很高，在采样时受翻转延迟影响，会出现相位值与计数值不匹配的情况，从而导致比较严重的误码问题，这也是目前限制时域量化性能的主要因素之一。
[0108]
以图4为例，当采样信号sample有效时，由于时延异步格雷码计数器还未翻转，若此时采样采到的计数值为01，而理想计数值为11，则会造成严重的误码。
[0109]
为了解决上述这个问题，本发明所提列级读出电路提出了一种自校准方法。采用异步格雷码计数器对振荡周期进行计数，优点是功耗较低，并且无论采样正确与否计数器码值最多只会有一次的偏差，利用这个特点，本发明将异步格雷码计数器的最低位作为校验位，次低位作为计数器的最低位q《0》，校验位的作用是：作为1/2位来判断当前时刻异步格雷码计数器计数的状态，其中，在异步格雷码计数器处在跳变的边沿时，采样后校验位为确定值，结合当前时刻计数值判断出当前时刻异步格雷码计数器的计数状态。
[0110]
再之后，计数状态结合当前时刻计数值与每级环振对应的第一相位信息的对应关系来对第一计数结果进行校准，其中，若计数状态为计数处于后n个相位时，而当前时刻相位采样采得的是前n个相位时，则当前时刻异步格雷码计数器处于还未翻转的状态，校准将第一计数结果加一，得到第一精准码值。从而得到正确的量化值，避免由于延迟而导致误码的问题。
[0111]
采样后校验位结合当前时刻计数值判断出当前时刻异步格雷码计数器的计数状态的具体步骤包括：
[0112]
若采样后校验位的值为0，且当前时刻计数值为偶数，则当前时刻计数状态为：计数处于前n个相位；若采样后校验位的值为1，且当前时刻计数值为偶数，则当前时刻计数状态为：计数处于后n个相位；若采样后校验位的值为0，且当前时刻计数值为奇数，则当前时刻计数状态为：计数处于后n个相位；若采样后校验位的值为1，且当前时刻计数值为奇数，则当前时刻计数状态为：计数处于前n个相位。可用下表得到直观的理解：
[0113]
flag计数值计数器状态0偶数计数处于前n个相位1偶数计数处于后n个相位0奇数计数处于后n个相位1奇数计数处于前n个相位
[0114]
结合自校准单元的结构，相位译码器phase decoder译出前n个相位，经过或门or后命名为相位检查位信号phase_check，若当前时刻为前n个相位时，phase_check为1，否则为0。
[0115]
然后奇偶位信号odd-even与采样后校验位信号flag经过同或门and同或后得到计数检查位信号counter_check，若计数处于前n个相位，则计数检查位信号counter_check为1，否则为0。
[0116]
然后将相位检查位信号phase_check和计数检查位信号counter_check经与门and的与操作后，得到自校准位信号calibration，若自校准位信号calibration为1，则使能加法器k-bit adder，将采到的计数值加一，得到校准的计数器码值，即得到第一精准码值counter_out＜1：k＞。
[0117]
本发明提出的列级读出电路，可以用图5所示的整体结构图示出，图5中，gm表示跨
导模块，接收像素电压v
in
和基准电压v
ref
，转换为两个电流i
cco1
和i
cco2
分别输出至流控振荡器cco1、cco2，两个格雷码计数单元gray counter分别计算得到计数值k，两个相位采样单元phase sample分别对流控振荡器的每级环振进行相位采样，得到采样信息n0，两个自校准单元self calibration分别进行自校准，得到两个精准码值2n*k+n0，均传输至作差单元，由作差单元进行作差得到最终量化结果d
out
输出。
[0118]
本发明的列级读出电路，采用时域量化的方式，基于流控振荡器在列级将电压/电流信息转换为频率信息，将其频率积分得到相位，对相位进行量化从而完成模数转换。由于流控振荡器的面积小，可在单列列级电路中实现，进而可进一步延长积分时间，提高信噪比。本发明复用红外焦平面像素级电路的源跟随管，通过与列级电路组合构成伪差分跨导模块，将像素阵列传过来的像素电压信号与基准电压的电压差值转换为电流差值，然后送入两路流控振荡器中，通过固定时间的积分，分别对两路流控振荡器的振荡周期进行计数、相位值进行采样，并做差，从而完成量化。
[0119]
基于上述列级读出电路，本发明实施例还提供一种红外成像仪，所述红外成像仪包括：电流探测器以及如上任一所述的列级读出电路。
[0120]
通过上述示例，本发明的列级读出电路，采用基于流控振荡器在列级完成对像素内电压的时域量化，并带有基于采样误差的自校准功能，拥有低功耗、占用面积小、单调性好、高信噪比等技术优势，具有较高的实用性。
[0121]
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者装置中还存在另外的相同要素。
[0122]
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。