一种磁耦合高功率射频频率源集成电路的制作方法

1.本发明涉及射频频率源电路设计技术领域，具体地说，涉及一种磁耦合高功率射频频率源集成电路。


背景技术：

2.随着物联网的兴起和射频集成电路工艺及技术的发展，雷达传感和无线技术朝着低成本和低功耗方向发展，电池供电成为未来发展的趋势。大规模室内传感器节点的部署对射频收发机的能效提出来更高的要求，传统的射频收发机架构下，频率产生、功率放大和本振分配电路分开，导致功耗较高，难以适应整个系统的功耗要求，并且多模块分立的方案造成实现的芯片面积较大，成本也相应提升。
3.射频频率源作为射频发射机中最重要的部分，起到高精度频率产生的作用，由于振荡器直流转交流信号的转换效率低，频率受负载和环境干扰影响大，往往需要利用缓冲器对射频信号进行隔离和放大之后驱动后级功率级和接收机，设计的复杂度和功耗成本都相应提高。
4.物联网雷达射频芯片要求芯片成本足够低，芯片内部电感等无源器件的使用提高了芯片面积，造成成本过高，而为了实现高功率频率源信号输出，在传统的设计上使用多电感往往不可避免。


技术实现要素：

5.本发明针对现有技术中存在的芯片尺寸大、成本高以及功耗高、功率低的技术问题，提供了一种高功率、低功耗、芯片尺寸小、成本低的磁耦合高功率射频频率源集成电路。
6.为实现以上目的，本发明通过以上技术方案予以实现：包括有源负阻产生模块、多线圈磁耦合反馈模块、数字调频模块和直流供电模块，有源负阻产生模块与多线圈磁耦合反馈模块、数字调频模块、直流供电模块直接相连：有源负阻产生模块用于提供频率源所需要的负阻，抵消谐振腔损耗，将直流功率转化为交流振荡信号；多线圈磁耦合反馈模块用于实现正反馈，使有源负阻产生模块的负阻进一步提高，产生更大的振荡功率，提供大的电压增益抑制噪声，并利用磁耦合给接收机本振端口分配一部分振荡功率；数字调频模块用于控制开关电容的通断，用于实现数字化调频；直流供电模块用于提供直流通路，对频率源供给直流电源和偏置电压。
7.优选的，有源负阻产生模块设有第一mos管和第二mos管。
8.优选的，多线圈磁耦合反馈模块设有第一电感、第二电感和第三电感；第一电感和第二电感通过磁场耦合，第二电感和第三电感通过磁场耦合，第一电感和第三电感通过磁场耦合；第一电感和第二电感形成正反馈提高频率源的负阻和摆幅，并有效抑制频率源相位噪声，第三电感为接收机的本振提供耦合能量。
9.优选的，还设有电源电压，第一电阻的一端连接电源电压，第一电阻的另一端连接第一电感的抽头和第二电感的抽头。
10.优选的，第一mos管的栅极连接第二电感的第一端和第一输出端口，第一mos管的漏极连接第一电感的第一端，第一mos管的源极直接接地；第二mos管的栅极连接第二电感的另一端和第二输出端口，第二mos管的漏极连接第一电感的另一端，第二mos管的源极直接接地；第三电感的第一端连接第三输出端口，第三电感的另一端连接第四输出端口。
11.本发明有益效果：
12.(1)本发明通过多线圈磁耦合反馈模块中的第一电感和第二电感形成正反馈，控制第二电感与第一电感的匝数比，提高第一mos管和第二mos管从漏极到栅极的电压增益，有效地提高了振荡器的负阻大小，大的环路增益提高了振荡器的输出摆幅和抗负载牵引能力，但却没有提升芯片面积和功耗，同时，漏极到栅极较高的电压增益有效抑制了第一mos管和第二mos管产生的噪声，优化了振荡器的相位噪声性能；
13.(2)本发明通过多线圈磁耦合反馈模块中的第三电感与第一电感和第二电感进行磁场耦合，将能量耦合到输出端口，作为接收机本振，此结构消除了本振缓冲级的使用，节省了功耗并且使设计更加紧凑。
附图说明
14.图1为本发明的集成电路模块连接图；
15.图2为本发明的集成电路原理图；
16.图3为传统电感-电容交叉耦合射频频率源集成电路原理图；
17.图4为图2和图3频率源电路负阻随频率变化的仿真结果图；
18.图5为图2和图3频率源电路out1p和out1n输出端口电压波形仿真结果；
19.图6为图2频率源电路out2p和out2n输出端口电压波形仿真结果；
20.图7为图2和图3频率源电路相位噪声仿真结构。
21.图中：1.有源负阻产生模块；2.多线圈磁耦合反馈模块；3.数字调频模块；4.直流供电模块。
具体实施方式
22.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
23.实施例1
24.如图1所示，本发明提供的一种磁耦合高功率射频频率源集成电路，包括：有源负阻产生模块1，有源负阻产生模块1用于提供频率源所需要的负阻，抵消谐振腔损耗，将直流功率转化为交流振荡信号；多线圈磁耦合反馈模块2，多线圈磁耦合反馈模块2用于实现正反馈，使有源负阻产生模块1的负阻进一步提高，产生更大的振荡功率，提供大的电压增益抑制噪声，并利用磁耦合给接收机本振端口分配一部分振荡功率；数字调频模块3，数字调频模块3用于控制开关电容的通断，用于实现数字化调频；直流供电模块4，直流供电模块4用于提供直流通路，对频率源供给直流电源和偏置电压；其中，有源负阻产生模块与多线圈磁耦合反馈模块、数字调频模块、直流供电模块直接相连。
25.具体的，如图2所示，有源负阻产生模块1设有第一mos管m1和第二mos管m2；多线圈磁耦合反馈模块2设有第一电感l1、第二电感l2和第三电感l3；数字调频模块3设有第一电容c1a
、第二电容c
1b
、第三电容c
2a
、第四电容c
2b
、第五电容c
3a
、第六电容c
3b
、第七电容c
4a
、第八电容c
4b
、第三mos管m3、第四mos管m4、第五mos管m5、第六mos管m6；直流供电模块设有第一电阻r1；频率源集成电路还设有第一电源电压v
dd
、第一控制电压sw1、第一控制电压sw2、第一控制电压sw3、第一控制电压sw4、第一输出端口out1p、第二输出端口out1n、第三输出端口out2p、第四输出端口out2n。
26.第一电阻r1的第一端连接第一电源电压v
dd
，第一电阻r1的另一端连接第一电感l1的抽头和第二电感l2的抽头。
27.第一mos管m1的栅极连接第二电感l2的第一端和第一输出端口out1p，第一mos管m1的漏极连接第一电感l1的第一端、第一电容c
1a
的第一端、第三电容c
2a
的第一端、第五电容c
3a
的第一端和第七电容c
4a
的第一端，第一mos管m1的源极直接接地；
28.第二mos管m2的栅极连接第二电感l2的第二端和第二输出端口out1n，第二mos管m2的漏极连接第一电感l1的第二端、第二电容c
1b
的第一端、第四电容c
2b
的第一端、第六电容c
3b
的第一端和第八电容c
4b
的第一端，第二mos管m2的源极直接接地；
29.第三mos管m3的漏极连接第一电容c
1a
的另一端，第三mos管m3的源极连接第二电容c
1b
的另一端，第三mos管m3的栅极连接外部第四控制电压端口sw4；
30.第四mos管m4的漏极连接第三电容器c
2a
的另一端，第四mos管m4的源极连接第四电容器c
3a
的另一端，第四mos管m4的栅极连接外部第三控制电压端口sw3；
31.第五mos管m5的漏极连接第五电容c
3a
的另一端，第五mos管m5的源极连接第六电容c
3b
的另一端，第五mos管m5的栅极连接外部第二控制电压端口sw2；
32.第六mos管m6的漏极连接第七电容c
4a
的另一端，第六mos管m6的源极连接第八电容c
4b
的另一端，第六mos管m6的栅极连接外部第一控制电压端口sw1；
33.第三电感l3的第一端连接第三输出端口out2p，第三电感l3的另一端连接第四输出端口out2n。
34.第一电感l1和第二电感l2通过磁场耦合k
12
，第二电感l2和第三电感l3通过磁场耦合k
23
，第一电感l1和第三电感l3通过磁场耦合k
13
。
35.本发明集成电路的具体工作原理如下：
36.该实施例为调频范围在10.3～10.8ghz下的具有高功率输出的频率源，数字调频模块中调频电容采用金属平板电容器，开关采用最小工艺长度mos管，优化损耗和寄生电容。
37.第一电感l1与第二电感l2利用磁场进行能量耦合形成正反馈，耦合系数为k
12
，调整l2与l1的电感大小比值接近于3，此时在第一mos管m1和第二mos管m2的栅极得到放大的电压摆幅，送到第一输出端口out1p和第二输出端口out1n，此放大的电压摆幅有效地抑制了频率源的相位噪声。
38.第一电感l1与第二电感l2形成的变压器提供了跨导增强的效果，使得有源负阻模块的第一mos管m1和第二mos管m2的漏级负阻成倍提升，有利于频率源起振和提高了频率源对负载的驱动能力。
39.使用第三电感l3与第一电感l1和第二电感l2构成的变压器形成磁耦合，耦合系数分别为k
13
和k
23
，将频率源的能量传递至out2p和out2n，用于接收机混频器的本振驱动。
40.在直流偏置模块中，第一电阻r1用于提供给频率源合适的直流电流和偏置电压，
调节其大小可以对频率源振荡摆幅和输出功率进行控制。
41.如图3所示，图3电路在图2电路的基础上去除第二电感l2和第三电感l3，其他电路参数均相同。
42.如图4所示，图4为图2和图3电路仿真结果图，纵轴为负阻大小，横轴为频率，图2和图3电路中设置的电源电压为1.2v，功耗完全相同。在10.5ghz频率处，图2电路产生的负阻大小为图3电路产生的负阻大小的近3倍，并且在很宽的频率范围内，图2电路所产生的负阻均比图3产生的负阻大小要大，证明了提供的磁耦合反馈模块能够有效提高频率源的负阻，从而降低频率源的起振要求和提高带负载能力。
43.如图5所示，图5为图2和图3电路的仿真结果，横轴为时间，纵轴为电压幅度，图5的曲线代表第一输出端口out1p和第二输出端口out1n的瞬时电压差值，对于图2和图3仿真结果比较来看，图2电路的输出端口瞬时电压是图3的3倍，证明了提供的磁耦合反馈模块能够有效提高频率源输出摆幅。
44.如图6所示，图6为图2电路的仿真结果，横轴为时间，纵轴为电压幅度，图6曲线代表第三输出端口out2p和第四输出端口out2n的瞬时电压差值，峰峰值为1v左右，能够用于本振提供给接收机混频器实现频率转化，无需本振缓冲级的使用。
45.如图7所示，图7为图2和图3电路的仿真结果，横轴为振荡频率的偏移频率，纵轴为相位噪声，图2电路的相位噪声比图3电路的相位噪声小接近3db，证明了提供的磁耦合反馈模块能够一直频率源的噪声生成。
46.以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。