一种双级逆d类功率放大电路及射频功率放大器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于射频通信领域，尤其涉及一种双级逆D类功率放大电路及射频功率放 大器。
【背景技术】
[0002] 无线通信业的快速发展，使得人们的生活日益便捷，这导致无线通信系统已经成 为了人们不可或缺的一部分。通信技术的不断进步和人类环保意识的不断加强，使得节能 减排成为了现今通信系统发展所务必考虑的关键内容。作为无线通信系统最为耗能的射频 功率放大器，在收发设备中消耗了 85%以上的功率，因此如何提升功率放大器的效率成为 了节能减排的核心；同时在发射机信号功率经过多级放大时，末级功率放大器的功率增益 也将影响系统的整体工作效率，所以提升末级功率放大器的功率增益也具有重要的意义； 再次，为提高发射功率，功率合成技术也一直是放大器设计领域的研宄重点问题。所以，实 现功率放大器高效率、高功率增益、提高输出功率的指标折衷是一个重要且有价值的工程 问题。
[0003] 逆D类功率放大器是一种开关功率放大器，理想情况下，其效率可以达到100%。 逆D类功率放大器结构与推挽B类放大器的结构很接近，结合图1(a)，但它的输出端不是一 个宽带的电阻负载，而是RLC并联谐振网络。逆D类放大器包含两只推挽结构的晶体管M1、 M2,两个晶体管Ml、M2在放大信号时交替工作，前半个周期一个导通另一个截止，后半个周 期开关工作状态互换，因此可以看作理想的开关。由于RLC并联谐振网络的存在，该网络两 端口的电压应仅有基频成分，即电压应该为理想的正弦信号，从而输出变压器首级线圈两 端的电压也为理想的正弦信号，又因为两个晶体管各导通半个周期，则当一个晶体管截止 时，其漏极的电压应为半正弦波，而另一个晶体管因为导通，所以漏极电压应为0。通过上面 的分析可以得出，每个晶体管上的漏极电流为理想方波，漏极电压为理想的半正弦波，并且 其相位差为90°，结合图1(b)，理想情况下每个晶体管上的漏极电压波形和漏极电流波形 没有交叠，晶体管上并没有能量损耗，电源功率全部转换为输出功率，理想逆D类功率放大 器的漏极效率为100%。受寄生参数的影响，逆D类功率放大器高频下晶体管的开关延时不 可忽略，由于晶体管的非理想特性，导致晶体管两端在同一时刻存在非零值的电压和电流， 流过晶体管的电流波形和电压波形将出现的重叠区，产生直流功耗。
[0004] 逆D类功率放大器的晶体管漏极电流为理想方波，漏极电压为理想的半正弦波， 这与逆F类功率放大器的输出波形一样。因此逆D类功率放大器可以等效为两路推挽结构 的逆F类功率放大器。对于逆F类功率放大器，基波阻抗必须满足最佳基波阻抗匹配，高次 谐波抗中必须满足偶次谐波开路，奇次谐波短路。当晶体管输出负载阻抗二次谐波开路、三 次谐波短路时，晶体管漏极电流包含一次及三次谐波成分，漏极电压包含一次及二次谐波 成分，此时功率放大器可以实现75%的效率。满足偶次谐波开路，奇次谐波短路时，所包含 的谐波越高则逆F类功放的效率越高。但是，在实际F类功放电路设计中，由于各次谐波阻 抗控制电路之间会相互影响，要想满足所有高阶偶次谐波阻抗开路，所有高阶奇次谐波短 路的情况是很难的。一般来说，实际电路设计中往往只考虑到三次谐波阻抗。
[0005] 近年来，为了实现高效率逆D类射频功率放大器，一般利用并联谐振负载网络实 现的逆D类射频功率放大器使效率和工作频率都有待改善，然而目前的设计方案的单级 功放的功率增益低，一般只有12dB左右，也没有针对晶体管寄生参数进行电路单独补偿控 制，从而导致寄生参量影响放大器的阻抗匹配，同时在进行谐波阻抗设计时，各次谐波阻抗 控制电路相互之间会产生影响，因此无法实现对各次谐波阻抗的独立控制，这就大大增加 了电路设计者的设计复杂度，需要花费大量的时间进行电路仿真及调试。
【发明内容】
[0006] 本发明实施例的目的在于提供一种双级逆D类功率放大电路，旨在解决现有利用 并联谐振负载网络实现的逆D类射频功率放大电路单级功放的功率增益低，工作效率和输 出功率不高以及仿真调试繁冗的问题。
[0007] 本发明实施例是这样实现的，一种双级逆D类功率放大电路，所述电路包括： [0008] 输入巴伦，所述输入巴伦的输入端与隔直电容C0的一端连接，所述隔直电容C0的 另一端为所述双级逆D类功率放大电路的输入端，所述输入巴伦的第一输出端、第二输出 端分别与隔直耦合电容C5、隔直耦合电容C5'的一端连接；
[0009] 正、负两路驱动级F类放大器，所述正、负两路驱动级F类放大器的输入端分别与 所述隔直耦合电容C5、所述隔直耦合电容C5'的另一端连接，所述正、负两路驱动级F类放 大器的输出端分别与隔直親合电容C1、隔直親合电容C1'的一端连接；
[0010] 正、负两路放大级逆F类放大器，所述正、负两路放大级逆F类放大器的输入端分 别与所述隔直耦合电容C1、所述隔直耦合电容C1'的另一端连接，所述正、负两路放大级 逆F类放大器的输出端分别与隔直親合电容C6、隔直親合电容C6'的一端连接；
[0011] 输出巴伦，所述输出巴伦的第一输入端、第二输入端分别与所述隔直親合电容C6、 所述隔直耦合电容C6'的另一端连接，所述输出巴伦的输出端与隔直耦合电容C10的一端 连接，所述隔直耦合电容C10的另一端为所述双级逆D类功率放大电路的输出端。
[0012] 本发明实施例的另一目的在于，提供一种采用上述双级逆D类功率放大电路的射 频功率放大器。
[0013] 本发明实施例利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了功率放 大器的效率，使功放具有高功率、高增益的特性，并且F类驱动级和逆F类放大级的输出匹 配电路还可以实现从基波到三次谐波阻抗的独立、精确控制，降低了晶体管的能量损耗，有 效提高了设计效率，降低设计难度，减少了后期调试的繁冗工作。同时，通过基于谐波整形 技术的双级逆D类功率放大结构设计，比单管结构的E类功放相比具有更高的功率输出能 力，大大提升功率放大器的功率增益。
【附图说明】
[0014] 图1 (a)为现有逆D类功率放大电路结构图；
[0015] 图1(b)为理想情况下逆D类功率放大电路中晶体管漏极输出端电流与电压波形 不意图图；
[0016] 图2为本发明实施例提供的双级逆D类功率放大电路的结构图；
[0017] 图3(a)为本发明实施例提供的双级逆D类功率放大电路中驱动级F类放大器的 示例结构图；
[0018] 图3(b)为本发明实施例提供的双级逆D类功率放大电路中放大级逆F类放大器 的示例结构图；
[0019] 图4(a)为本发明实施例提供的双极逆D类功率放大电路中驱动级F类放大器的 优选结构图；
[0020] 图4(b)为本发明实施例提供的双极逆D类功率放大电路中放大级逆F类放大器 的优选结构图。
【具体实施方式】
[0021] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对 本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并 不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要 彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0022] 本发明实施例利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了功率放 大器的效率、功率和增益，并且实现从基波到三次谐波阻抗的独立控制，降低设计难度，减 少了后期调试的繁冗工作，另外还通过正负双路结构设计进一步提升了功率和增益。
[0023] 以下结合具体实施例对本发明的实现进行详细描述：
[0024] 图2示出了本发明实施例提供的双级逆D类功率放大电路的结构，为了便于说明， 仅不出了与本发明相关的部分。
[0025] 作为本发明一实施例，该双级逆D类功率放大电路可以应用于任何射频功率放大 器中，包括：
[0026] 输入巴伦3,输入巴伦3的输入端与隔直电容C0的一端连接，隔直电容C0的另一 端为双级逆D类功率放大电路的输入端，输入巴伦3的第一输出端、第二输出端分别与隔直 耦合电容C5、隔直耦合电容C5'的一端连接；
[0027] 正、负两路驱动级F类放大器1，正、负两路驱动级F类放大器1的输入端分别与隔 直耦合电容C5、隔直耦