杂散音分散装置以及频率计测装置的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及提高频率数字信号转换的分辨率的杂散音（idle tone)分散装置以及 频率计测装置。
【背景技术】
[0002] 作为将模拟信号转换成数字信号的方法，公知有Δ-Σ调制方式。此外，在专利文 献1，公开了使用Δ-Σ调制方式来计测被测定信号的频率的频率计测装置。此外，在专利 文献1中，公开了：在该频率计测装置中，不存在非检测期间的结构的计数值的连续输出相 当于与被测定信号频率的高低对应的1次Α-Σ调制信号。在以下的说明中，将如下转换 器称作FDSM(Frequency Delta Sigma Modulator):其使用基准信号，以Δ-Σ调制方式对 被测定信号进行转换，确定被测定信号的频率。
[0003] 已知在Δ-Σ调制器的输出中，通常会产生被称作杂散音的周期性量化噪声（参 照例如非专利文献1的2. 6章）。在基于FDSM进行的频率测定中，杂散音是直接导致其测 定精度劣化的噪声。
[0004] 在非专利文献2中，研究了如下方法：使被测定信号依次延迟而提供给并联化的 多个FDSM，并向全部FDSM提供基准信号，将并联化的多个FDSM的输出相加，由此抑制杂散 首。
[0005] 专利文献1 :美国专利第6362769号
[0006] 非专利文献 I :Richartd Schreier，Gabor C. Temes. ; Δ Σ 型模拟 / 数字转换器 入门，34~41页，2007
[0007] 非专利文献 2 :Dag T Wisland，et al.，ESSCIRC2002, P. 687-690,2002
【发明内容】
[0008] 然而，在将频率调制信号作为被测定信号输入到FDSM时，FDSM的输出会在被测定 信号的基频信号成分中叠加有量化噪声成分。在非专利文献2的频率计测装置中，即使向 FDSM输入对被测定信号施加延迟后的信号，输出中包含的基频信号成分也没有变化，但其 前提是，输出中包含的量化噪声成分在并联输出之间不相关。而且，为了使电路规模最小 化，将FDSM的结构限定为比特流输出，而且，在被测定信号的频率低于基准信号的频率的 情况下，以将被测定信号的半周期分割的方式设计各个延迟量，由此，使量化噪声分散的效 果最大化。
[0009] 但是，在非专利文献2中，同时也报告了：在实验验证中，没有达到期待的改善。
[0010] 本发明是鉴于上述情况而完成的，其要解决问题之一是，抑制在Δ-Σ调制中产 生的作为周期性量化噪声的杂散音。
[0011] 为了解决上述问题，本发明的杂散音分散装置的一个方式是一种杂散音分散装 置，其使用基准信号，对被测定信号进行频率Α-Σ调制，输出使杂散音分散后的频率 Δ-Σ调制信号，其特征在于，该杂散音分散装置具有：η个频率Δ-Σ调制部；相位调整 部，其相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成η组的输出被测定信号以 及输出基准信号，将各组的输出被测定信号以及输出基准信号分别提供给所述η个频率 Δ-Σ调制部，η为2以上的任意自然数；以及加法部，其将所述η个频率Δ-Σ调制部的输 出信号相加，输出所述频率Α-Σ调制信号，所述 η个频率Δ-Σ调制部分别使用从所述相 位调整部提供的所述输出基准信号，对所述输出被测定信号进行频率Α-Σ调制，所述相 位调整部针对所述η个频率Δ-Σ调制部的输出信号，以使得杂散音的相位均不同的方式， 相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述η组的输出被测定信号以及 输出基准信号。
[0012] 在频率Δ-Σ调制部的输出信号中，会叠加有杂散音引起的量化噪声。根据该方 式，针对η个频率Δ-Σ调制部的输出信号，以使得杂散音的相位均不同的方式，相对地调 整被测定信号和基准信号的相位，因此，通过将η个频率Δ-Σ调制部的输出信号相加，能 够抑制杂散音引起的量化噪声。
[0013] 此处，在"相对地调整被测定信号和基准信号的相位"中，包含如下方式：仅对被测 定信号施加延迟；仅对基准信号施加延迟；以及对被测定信号和基准信号施加延迟。
[0014] 在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，在设规定时间为D、所述被测定 信号的1个周期或所述基准信号的1个周期为T、m为η以下的任意自然数、mD/nT为整数、 mD/nT和m互质、向第i个频率△ - Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位 差为PJt，所述相位调整部以使得D/n = Pi+1-Pi的方式，相对地调整所述被测定信号和所 述基准信号的相位，生成所述η组的输出被测定信号以及输出基准信号，其中，i为η-I以 下的任意自然数。
[0015] 在mD/nT为整数且mD/nT和m不互质的情况下，在设mD/nT和m的最大公约数为g 时，在杂散音的相位关系的分散中，产生每m/g次则循环一次的周期。根据该方式，相位调 整部以使mD/nT和m互质的方式设定规定时间D，因此，能够可靠地使杂散音分散。其结果 是，能够提高频率Α-Σ调制信号的SNR。
[0016] 在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，所述频率Δ-Σ调制部以数据 流形式输出所述输出信号，在设所述被测定信号的1个周期和所述基准信号的1个周期中 的较短的周期为Tx、向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的 相位差为，所述相位调整部以使得Tx/n = Pw-P1的方式，相对地调整所述被测定信号 和所述基准信号的相位，生成所述η组的输出被测定信号以及输出基准信号，其中，i为η-1 以下的任意自然数。
[0017] 在以数据流形式生成的频率Δ-Σ调制部的输出信号，会叠加有杂散音引起的量 化误差。在该情况下，杂散音的周期取决于被测定信号的频率（周期）和基准信号的频率 (周期），但其周期不低于被测定信号的1个周期和基准信号的1个周期中的较短的周期。 根据该方式，在设向第i个频率Α-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相 位差为P 1、较短的一方的周期为Tx时，相位调整部以使得IVn = Pw-P1的方式相对地调整 被测定信号和基准信号的相位，因此，从η个频率Δ-Σ调制部输出的输出信号中叠加的杂 散音的相位逐一错开Τχ/η。因此，使η个输出信号中叠加的杂散音在时间上变得分散，由 此，抑制了频率Α-Σ调制信号中叠加的杂散音引起的量化噪声，提高了 SNR。
[0018] 在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，所述频率Δ-Σ调制部以比特 流形式输出所述输出信号，在设所述被测定信号的半周期和所述基准信号的1个周期中的 较短的周期为Tx、向第i个频率Δ-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相 位差为PJt，所述相位调整部以使得Tx/n = Pw-P1的方式，相对地调整所述被测定信号和 所述基准信号的相位，生成所述η组的输出被测定信号以及输出基准信号，其中，i为η-I以 下的任意自然数。
[0019] 在以比特流形式生成的频率Δ-Σ调制部的输出信号中，会叠加有杂散音引起的 量化误差。在该情况下，杂散音的周期取决于被测定信号的频率（周期）和基准信号的频 率（周期），但其周期不低于被测定信号的半周期和基准信号的1个周期中的较短的周期。 根据该方式，在设向第i个频率Α-Σ调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相 位差为P 1、被测定信号的半周期和基准信号的1个周期中的较短的周期为Tx时，相位调整 部以使得Tx/n = Pw-P1的方式，相对地调整被测定信号和基准信号的相位，因此，从η个频 率Δ-Σ调制部输出的输出信号中叠加的杂散音的相位逐一错开Τχ/η。因此，使η个输出 信号中叠加的杂散音在时间上变得分散，由此，抑制了频率Α-Σ调制信号中叠加的杂散 音引起的量化噪声，提高了 SNR。
[0020] 在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，所述相位调整部具有多个延迟 电路，所述多个延迟电路串联连接且各自的延迟时间为Τχ/η，将所述被测定信号和所述基 准信号中的一方的信号提供给所述η个频率Δ-Σ调制部，使用所述多个延迟电路，使所述 被测定信号和所述基准信号中的另一方的信号延迟而提供给所述η个频率Δ-Σ调制部。
[0021] 根据该方式，相位调整部利用多个延迟电路来相对地调整被测定信号和基准信号 的相位，但将各延迟电路的延迟时间设定为Τχ/η，因此，能够使延迟电路的个数以及多个延 迟电路的总延迟时间最小化。因此，能够简化杂散音分散装置的结构。
[0022] 在上述杂散音分散装置的一个方式中，优选的是，所述杂散音分散装置具有比较 部，该比较部对所述被测定信号的频率和所述基准信号的频率进行比较，所述相位调整部 基于所述比较部的比较结果，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所 述η组的输出被测定信号以及输出基准信号。
[0023] 根据该方式，相位调整部基于比较部的比较结果，相对地调整被测定信号和基准 信号的相位，因此，即使在不清楚被测定信号的1个周期或半周期和基准信号的1个周期 的哪一方是较短的周期的情况下，也能够使η个输出信号中叠加的杂散音在时间上变得分 散，能够抑制频率A-Σ调制信号中叠加的杂散音引起的量化噪声。
[0024] 接下来，本发明的频率计测装置的特征在于具有：上述杂散音分散装置；以及频 率数据生成部，其基于所述频率A-Σ调制信号，生成表示所述被测定信号的频率的频率 数据。根据该方式，基于抑制了杂散音引起的量化噪声的频率Δ-Σ调制信号而生成频率 数据，因此，能够提高频率的计测精度。
【附图说明】
[0025] 图1是第1实施方式的杂散音分散装置IA的框图。
[0026] 图2是示出输出基准信号Fcj以及输出被测定信号Fxj的一例的时序图。
[0027] 图3是示出输出数据OUTj的一例的时序图。
[0028] 图4是示出输出被测定信号Fxj的周期的超前的说明图。
[0029] 图5是简单地使FDSM并联化而得到的装置的框图。
[0030] 图6是图5所示的装置的时序图。
[0031] 图7是示出相位调整部10的一例的框图。
[0032] 图8是是示出被测定信号Fx的频率fx高于基准信号Fc的频率fc的情况下的杂 散音分散装置IA的结构例的框图。
[0033] 图9是图8所示的杂散音分散装置IA的时序图。
[0034] 图10是示出基准信号Fc的频率fc高于被测定信号Fx的频率fx的情况下的杂 散音分散装置IA的结构例的框图。
[0035] 图11是示出输出基准信号Fcj以及输出被测定信号Fxj的一例的时序图。
[0036] 图12是示出FDSM(j)的输出数据OUTj的一例的时序图。
[0037] 图13是图10所示的杂散音分散装置IA的时序图。
[0038] 图14是从图10所示的杂散音分散装置IA去除相位调整部10而得到的图5所示 的装置的时序图。
[0039] 图15是第2实施方式的杂散音分散装置IB的框图。
[0040] 图16是示出输出基准信号Fcj以及输出被测定信号Fxj的一例的时序图。
[0041] 图17是示出FDSM(j)的输出数据OUTj的一例的时序图。
[0042] 图18是在杂散音分散装置IB中设为η = 4