低功耗双向降噪低噪声放大器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种无线通信领域射频接收机中的射频集成低噪声放大器，尤其涉及 一种采用双向降噪技术的低噪声放大器。
【背景技术】
[0002] 低噪声放大器是无线通讯系统中接收机的重要组成部分，它的噪声和增益等参数 直接影响着接机收的噪声系数和灵敏度等性能指标。在接收系统中它总是处于前端的位 置，主要对整个系统接收的微弱信号进行放大，并降低噪声的干扰，制约着整个接收系统的 性能。低噪声放大器对整个系统的噪声特性起决定性作用，这就要求它的噪声系数越小越 好。为了抑制后面各级噪声对系统的影响，还要求它具有一定的增益。与普通放大器相 比，低噪声放大器一方面可以放大系统的信号，保证系统工作的正常运行；另一方面可以减 小系统的杂波干扰，提高系统的灵敏度。因此，对于低噪声放大器，注重的是要求放大器有 极低的噪声系数同时又能得到一定的增益，这样就必须在噪声和增益之间取折中方案。低 噪声放大器的主要性能指标有噪声系数、增益、输入输出驻波和带内增益平坦度等。其中： 1. 噪声系数反映信号通过低噪声放大器后的恶化程度，总是希望越小越好，是低噪放设计 最关键的指标，噪声系数的大小主要与晶体管的静态工作点、负载电阻和信号源内阻有关。 2. 宽带低噪声放大器难以满足低噪声要求。3.低噪声放大器应该有一定的增益，以抑制 后面各级对系统噪声系数的影响，但其增益不宜太大，避免后面的混频器产生非线性失真。 4.增益平坦度指工作频带内增益的起伏，不允许增益有陡变。低噪声放大器作为绝大多数 射频接收机的第一个有源模块，其作用可以说是非常重要的。对于宽带应用的射频接收机， 一个宽带的低噪声放大器是必不可少的。在诸如移动终端的应用中，低功耗也是一个重要 需求。而在低噪声放大器的设计中，低功耗是当下研究的难点和热点，特别是在保证带宽、 噪声性能没有恶化的基础上实现降低功耗的电路。在种类繁多的低噪声放大器电路中，具 有低输入阻抗特点的共栅低噪声放大器是宽带输入匹配的常规选择之一；带电阻负反馈的 共源低噪声放大器也是常常被运用来实现宽带输入匹配的常规选择之一。常规的差分输入 低噪声放大器虽然能够很好地抑制共模噪声，但在这些设计中，往往需要一个巴伦变换器， 将一个单端输入信号转换为差分信号。在没有采用巴伦变换器的情况下，传统的共栅-共 源降噪结构低噪声放大器能够实现单端输入、双端输出，同时，共栅管的沟道热噪声被完全 消除。但是，对于传统的共栅-共源降噪结构低噪声放大器，要直接降低共栅管的电流是困 难的，因为共栅管需要提供50欧姆的输入阻抗匹配；同时，共源管的跨导值也需要设定到 一个较高的值，才能够达到抑制其噪声的效果，但这样会导致共源管消耗的电流过大，功耗 过尚。
【发明内容】
[0003] 本发明的目的是针对现有低噪声放大器技术的不足之处，提供一种噪声系数低， 可靠性高，增益稳定，不仅能够为低噪声放大器提供差分输出，还能消除共栅管沟道热噪 声，可以降低共源管沟道热噪声和共源端负载电阻热噪声的低功耗双向降噪低噪声放大 器，以解决接收频段在1GHz到2GHz范围内传统共栅-共源消噪技术结构的高功耗问题。
[0004] 为了达到上述目的，本发明采用如下技术方案：一种低功耗双向降噪低噪声放大 器，包括：阻抗下变换网络、共栅极放大电路，其特征在于：阻抗下变换网络通过共栅极放 大电路并联带反馈电阻的共源极放大电路共同组成一个单端输入、双端输出的低噪声放大 电路，其中，共栅极输入放大电路由M0S管Ml串联M0S管M3及其串联在M0S管M3漏极与 电源VDD之间的负载电阻R1构成；共源极输入放大器电路由连接M0S管M2源极的电容C3 串联M0S管M2, M0S管M2串联M0S管M4,并联在M0S管M2栅极与M0S管M4漏极之间的反 馈电阻R3,以及串联在M0S管M4漏极与电源VDD之间的负载电阻R2构成；阻抗下变换网 络通过M0S管Ml源极串联电容C3和M0S管M2栅极；电容C3将共栅极放大电路与共源极 放大电路的直流通路隔离开。
[0005] 本发明相比于现有技术具有如下有益效果。
[0006] 本发明低噪声放大电路采用共栅极放大电路，共源极放大电路形成的双向降噪 技术和降功耗技术，通过合理地选择输入阻抗下变换网络中的电容值和电感值，使得在更 低功耗的情况时，在1GHz到2GHz频段上仍然能够获得良好的输入匹配。
[0007] 本发明可以通过合理地调节放大管、反馈电阻和负载电阻的尺寸，最终使得共栅 放大管的沟道噪声被完全消除，共源放大管的沟道噪声以及共源端负载电阻的热噪声被部 分消除。
[0008] 本发明通过一个阻抗下变换匹配网络，使得电路在低功耗的情况下仍然能够有良 好的输入匹配性能；M0S管Ml构成的共栅极输入放大器和M0S管M2构成的共源极输入放 大器，不仅能够为低噪声放大器提供差分输出，还能消除M0S管Ml的沟道热噪声；电阻R3 构成的负反馈通路不仅能够降低输入阻抗，还能部分消除M0S管M2的沟道热噪声和电阻R2 的热噪声。
[0009] 本发明采用阻抗下变换器和增加反馈电阻的新型共栅-共源低噪声放大器。通过 调节Rl、R2和R3的值，使得共栅管Ml的沟道噪声被完全消除，共源管M2的沟道噪声以及 R3的热噪声被部分消除。
[0010] 本发明提供了一种在1GHz到2GHz频率范围内实现低功耗低噪声放大器的电路。
【附图说明】
[0011] 图1是本发明低功耗双向降噪低噪声放大器的电路结构框图； 图2是图1的电路原理不意图。
[0012] 图3是图1输入阻抗下变换网络的一种实现形式。
[0013] 图4是图3输入阻抗下变换网络对共栅极输入阻抗进行变换的史密斯圆图。
[0014] 图5是图1共栅极放大电路与共源极放大电路的输入阻抗简化示意图。
[0015] 图6为本发明低功耗双向降噪的低噪声放大器的输入匹配、增益和噪声系数仿真 结果。
[0016] 图7是简化低功耗双向降噪低噪声放大器的不意图。
[0017] 图8是仿真曲线示意图。
【具体实施方式】： 参阅图1、图2。在以下实施例描述的一个最佳实施例中，低功耗双向降噪低噪声放大 器包括：阻抗下变换网络，共栅极放大电路和带反馈电阻的共源极放大电路；共栅极放 大电路与带反馈电阻的共源极放大电路共同组成一个单端输入、双端输出的低噪声放大电 路；其中，MOS管均为N型金属氧化物半导体场效应晶体管。共栅极输入放大电路和带反馈 电阻的共源极放大电路都采用了cascode结构。共栅极输入放大电路由MOS管Ml串联MOS 管M3及其串联在M0S管M3漏极与电源VDD之间的负载电阻R1构成；共源极输入放大器电 路由连接M0S管M2源极的电容C3串联M0S管M2，M0S管M2串联M0S管M4,并联在M0S管 M2栅极与M0S管M4漏极之间的反馈电阻R3,以及串联在M0S管M4漏极与电源VDD之间的 负载电阻R2构成；阻抗下变换网络通过M0S管Ml源极串联电容C3和M0S管M2栅极；电容 C3将共栅极放大电路与共源极放大电路的直流通路隔离开。
[0019] M0S管Ml的漏极连接M0S管M3的源极，对射频输入信号正向放大。M0S管Ml的 栅极由额外的偏置电路给定偏置电压Vbl，M0S管M3的栅极由额外的偏置电路给定偏置电 压Vb2,负载电阻R1 -端接供电电压Vdd，另一端连接M0S管M3的漏极和射频信号正向放 大输出端RFoutl。电容C3 -端连接M0S管Ml的源极，另一端连接M0S管M2的栅极，将共 栅极放大电路与带反馈电阻的共源极放大电路的直流通路隔离开。
[0020] 带反馈电阻的共源极输入放大电路包括：连接电容C3的M0S管M2、源极与M0S管 M2漏极串联的M0S管M4、并联在M0S管M4的源极与M0S管NM0SM2的漏极之间的反馈电阻 R3和一端接供电电压Vdd的负载电阻R2 ;其中，M0S管M2的栅极连接电容C3和反馈电阻 R3,电阻R3 -端连接电容C3和M0S管M4的栅极，另一端连接电阻R2、M0S管M4的漏极和 射频信号反向放大输出端RFout2,M0S管M4的栅极由额外的偏置电路给定偏置电压Vb2。 MOS管M2的源极接地，对射频输入信号反向放大。电阻R3为消除MOS管M2的沟道热噪声 和电阻R2的热噪声提供了一个反馈通路。
[0021] 为了便于理解共栅极放大电路的功耗和输入阻抗之间的关系，下面对Ml管的输 入阻抗和跨导做详细的推导： 1. 通过小信号模型的近似计算，M0S管Ml的源端输入阻抗由下式给出： Zin=1/gml 2. Ml管的跨导gml、Ml管的过驱动电压Vovl和沟道直流电流II的关系由下式给出： gml= 21 !/V〇vl 式中：Zin代表输入阻抗，gml代表Ml管的跨导，II代表流过Ml管的沟道直流电流，Vovl代表Ml管的过驱动电压。为了在有限的直流电流下得到高的跨导，Ml管的过驱动电 压值被设置到了一个较低的水平。若保持过驱动电压不变，那么Ml管的跨导和沟道直流电 流成正比。如果输入阻抗Zin为50欧姆，且驱动电压Vovl为100mV，那么对应的直流电流 II为1mA。若为了节省功耗降低直流电流，会导致跨导降低，输入阻抗增大。在这种情况下