斜坡电压631通过比较器630与误差电压531进行比较。与图6的电路相同，本实施例的反馈回路同时运行在固定漏极模式和包络跟踪模式。
[0086]图9描述了适合于支持包络跟踪的无线通信单元的发送链的电源电路的一部分的更进一步详细的实施例方框图900。图9的更进一步的实施例强调了一种实现电流模式反馈的可选的方式。为了便于理解，以及不会使图9的描述混乱或发散，经过考虑后，参考之前的附图对发送链的组件和电路的描述将不会在此再次进行更深入的描述。
[0087]在图9的电路中，低频路径电源518包括两个电流感知反馈输入。除电感器电流传感器801之外，线性放大器504的输出还包括一个电流传感器901。一个第二模拟多路复用器902用于在所述两个电流感知反馈输入之间进行选择并将选择的输入传送给电流-电压转换器802。如同图8，固定漏极模式使用来自低频路径电流的电流传感器801。在包络跟踪模式，使用放大器电流传感器901。由于放大器提供高频电流，因此线性放大器504的输出电流包括有关于功率放大器424消耗的瞬时电流的高频信息。使用该配置，有关于所述功率放大器424的电流需求的信息可通过所述开关模式电源的电流回路反馈，所述电流回路反馈比电压回路具有更高带宽。这表示，使用图9的电路，所述低频路径电压稳压器可潜在地更快地响应所述功率放大器的需求。
[0088]图10描述了适合于支持包络跟踪的无线通信单元的发送链的电源电路的一部分的更进一步详细的实施例方框图1000。为了便于理解，以及不会使图10的描述混乱或发散，经过考虑后，参考之前的附图对发送链的组件和电路的描述将不会在此再次进行更深入的描述。
[0089]来自包络调节单元603的输出503被输入给线性放大器1004。在图10中，包括所述线性放大器1004的输出段的装置明确表示为N沟道晶体管1001和P沟道晶体管1002。图10的实施例并不包括一个独立的开关用来在固定漏极模式将所述耦合电容器627的底部(bottom plate)接地。作为替代，所述线性放大器1004的输出装置(命名为N沟道晶体管1001和P沟道晶体管1002)可配置为处于两种状态。在包络跟踪模式，该两种晶体管/装置作为线性放大器1004的一部分。在固定漏极模式，所述N沟道晶体管1001接通(switched on)而所述P沟道晶体管断开(switched off)。在此情形下，所述线性放大器1004的输出强耦合至接地端，由此模仿之前的实施例的开关。尽管本实施例描述为通过N沟道晶体管1001(例如，一个N沟道金属氧化物半导体开关)来切换为接地，一个更为普遍的情形可为切换至一个直流电压，该直流电压可为一个电源电压，在此情形下，所述P沟道晶体管1002需被使用。通过将放大和接地转换功能融合到一个元件中，可有利地降低电路的复杂度。
[0090]为了同时使用和利用图8和图10的方法和架构的组合，在一个可选的实现中，所述线性放大器1004的N沟道金属氧化物半导体装置可与一个补充开关(未图示)一起使用。
[0091]图11描述了适合于支持包络跟踪的无线通信单元的发送链的电源电路的一部分的更进一步详细的实施例方框图1100。图11的实施例描述了一种可选的实现用于包络跟踪模式的控制回路的方法，在该实施例中固定漏极控制回路和包络跟踪控制回路的大部分是相互独立的。这在所述两种控制回路需要不同的特性的一些实施例中非常有利。为了便于理解，以及不会使图11的描述混乱或发散，经过考虑后，参考之前的附图对发送链的组件和电路的描述将不会在此再次进行更深入的描述。
[0092]图11的电路的包络跟踪模式控制回路包括独立于低频路径稳压器的比例积分(proport1nal integral，PI)控制器1101。所述PI控制器1101包括电流-电压转换器(current-voltage, I/V) 1102，用于将来自所述电流传感器901的电流信息转换为电压。还包括差分放大器(difference amplifier) 1103，用于放大所述线性放大器504的输出电压512与参考电压REF_ET 1104之间的差。所述参考电压REF_ET 1104表示所述线性放大器504的期望的平均输出电压512。所述差分放大器103的输出通过积分器(integrator) 1105进行积分。随后，通过累积电路(summat1n circuit) 1106计算所述积分器1105的输出电压和所述电流-电压转换器1102的输出电压之间的差。
[0093]所述累积电路1106的输出电压1110表示所述线性放大器504的输出端的瞬态电流，加上一个缓慢变化的参数(term)，所述缓慢变化的参数反应所述线性放大器的输出电压512和其期望的值1104之间的积分差。如此，所述输出电压1110可直接作为给脉冲宽度调制器的控制电压，以便产生适当的电流来提供给耦合网络。所述模拟多路复用器1107将所述电压1110传递给所述比较器630，由所述比较器630将所述电压1110与一个经过模拟多路复用器1109的固定电压THR_ET进行比较。
[0094]因此，可看出比较器630比较所述两个输入531和631的差值，以便稳定该回路。本质上:
[0095]输入信号631-输入信号 531 = Viab-Avg (Vabout-REF_ET) -THR_ET
[0096]其中，所述Viab为用于感知所述电流-电压转换器1102的输出的电流；以及，Vabout表示所述线性放大器504的AB类输出512。
[0097]THR_ET电压可被选择来零化(null out)所述控制回路中的任意偏移，例如由波及(ripple through)电感器622的电流造成的有限的偏移。如同其他实施例，最终的脉冲宽度调制波用于控制经过所述电感器622的电流。
[0098]在闭合回路(closed-loop)操作中，所述包络跟踪模式控制回路趋向于使所述线性放大器504的平均输出电压512等于所期望的值1104。它同时还趋向于当所述线性放大器的输出电流为高时提供更多的电流经过所述低频路径来使所述线性放大器的瞬态输出电流趋近于0。
[0099]图11的电路的固定漏极模式控制回路的操作与图8相同。唯一的不同在于模拟多路复用器1107和1109在电路中的位置。
[0100]在如此的包络跟踪架构中，倘若已经维持了有效的电压净空高度(voltageheadroom)，则必须维持包络波的波峰(peaks)的完整性，而所述包络波的波谷(troughs)的完整性并不是关键的(critical)。所述波的波谷与高的电压转化率有关。因此，在本发明的一些实施例中，提供给功率放大器424的已调制的电源528可为改良后的包络波，该改良后的包络波的包络波的波谷被剪裁(clipped)或移除(removed)，也即，所述包络波波谷的深度(cbpth)被减小了。移除波谷可从电压波中减少高频分量，与此同时，可增加所述电压波的直流量。该概念将在后续称之为“去-波谷”(de-troughing)。
[0101]包络波波谷对应所述功率放大器424的最小输出功率出现的时期，因此，所述包络波的波谷的剪裁或移除(去-波谷)对整个功率放大器的功率损耗影响最小(或者至少降低了)。实际上，所述功率放大器424的操作区(operating reg1n)导致在所述功率放大器424中展示电流吸收器(current sink)的特征而非电阻器的特征，且所述电流为所述瞬时功率的函数。所述线性放大器504的功率消耗将为lacVamp，其中，Vamp为所述放大器的电源电压。
[0102]由于提供给所述功率放大器424的电流本质上是相同的，因此去波谷增加了功率放大器424的功率损耗，但是所述功率放大器的电源端的电压是增加的。然而，由于去波谷应用在最低输出功率的位置，因此，影响是最小的。去波谷所述参考波还减小了与高频路径相关的峰间电压，因此降低了放大器的供电需求并改善了第二开关模式电源的使用总效率。
[0103]如此，在描述的交流耦合架构中，对波形去波谷具有减小峰间值的效果，同时增加了直流值，因此，所述线性放大器504的供电需求降低了。实际上，由于来自所述高频电源放大器的电源电压已经有效地减少，并且顺利地换得来自更有效的开关模式电源的增加后的低频能量，功率放大器电源处的额外的效率可从所述低频电源路径的增加后的效率获得。
[0104]在一个实施例中，为了减少所述包络信号的净空高度并对功率放大器424的射频性能具有小的或最小的影响，提供给所述线性放大器504的包络信号602可通过去波谷预处理(pre-condit1ned)。在一些实施例中，通过去波谷预处理可包括限定参考波的最小值为一个固定值(例如，为所述功率放大器负载的最小电压需求)那么简单的流程。可选的，在其他实施例中，所述最小值可与所述包络波的平均值或均方根值(rms value)相关，例如，低于所述均方根值9dB。在一个实施例中，提供给所述线性放大器504的包络信号602的去波谷可另外通过滤波器进行预处理。
[0105]在一些实施例中，在图11中使用比例积分控制器1101可展示一个低通滤波器响应，这可能给控制回路控制引入额外的延迟。最终，所述额外的延迟可为通过使用所述比例积分控制器1101引入到所述反馈路径中的一个额外的低频极点(pole)，其也可能影响电路的瞬态响应的相位裕度(phase margin)。在此情形下，图12的实施例描述了一种提取并锁存所述线性放大器504的静态工作点(dc operating point)的解决方案。
[0106]因此，图12描述了适合于支持包络跟踪的无线通信单元的发送链的电源电路的一部分的更详细的实施例方框图1200。在该实施例中，描述了包络跟踪单元集成电路1205，和所选择出来的那部分输入/输出/控制针。本领域技术人员可知，具有所述组件和功能的相同的集成电路设计可提供给之前的结构图。
[0107]在包络跟踪模式，所述第二开关模式电源，称之为高频路径电源单元1206提供电源给线性放大器504。所述线性放大器504的输出交流耦接至(通过所述高频路径耦合元件1233)供给负载的输出端(称之为所述功率放大器424的电源端)。
[0108]此外，图12的实施例描述了一种可选的方案来实现包络跟踪模式的控制回路，在该实施例中固定漏极控制回路和包络跟踪控制回路的大部分是相互独立的。这在所述两种控制回路需要不同的特性的一些实施例中非常有利。为了便于理解，以及不会使图12的描述混乱或发散，经过考虑后，参考之前的附图对发送链的组件和电路的描述将不会在此再次进行更深入的描述。与图11的电路的包络跟踪模式控制回路包括独立于所述低频路径稳压器的比例积分控制器不同，图12中的架构描述对减法器单元1220的使用。所述减法器单元1220将所述线性AB类放大器504的输出电压1204从提供给所述功率放大器424的调制后的电源528中减去。在图12的实施例中，一旦线性放大器504的输出电流通过电流-电压转换器1102转换，所述减法器单元1220的输出1210在求和点1225被加到所述线性放大器504的输出电流的电压表不中。
[0109]在图12的实施例中，与图11的描述相同，再次使用电流模式开关模式电源作为低频路径电源。电流传感器901感知所述线性放大器504的输出电流。所述累积电路1225的输出电压1110表不所述线性放大器504的输出点的瞬态电流，加上一个来自低通电容器1233的缓慢变化的参数(term)，所述缓慢变化的参数反应所述线性放大器504的输出电压1204和功率放大器电源电压528之间的积分差。如此，所述输出电压1110可直接作为给脉冲宽度调制器的控制电压，以便产生适当的电流来提供给耦合网络。所述模拟多路复用器1107将所述电压1110传递给所述比较器630，由所述比较器630将所述电压1110与一个经过模拟多路复用器1109的固定电压THR_ET进行比较。
[0110]因此，可看出比较器630比较所述两个输入531和631的差值，以便稳定该回路。然而，与图11的操作相比较，本质上:输入信号631-输入信号531 =Viab+Avg (Vout-Vabout) _THR_ET’ = Viab-Avg (Vabout_REF_ET) +Avg (Vout-RE F_ET) -THR_ET’ = Viab-Avg(Vabout-REF_ET)+REF_CAP-THR_ET，= Viab-Avg(Vab out-REF_ET)+THE_ET。
[0111]其中，Viab为用于感知所述电流-电压转换器1102的输出的电流；以及，Vout为连接至功率放大器424的电源528 ；Vabout为所述AB类线性放大器504的输出1204 ;以及，REF_CAP =