接收设备、信号处理设备以及信号处理方法与流程

接收设备、信号处理设备以及信号处理方法相关申请的交叉引用2011年11月18日提交的日本专利申请No.2011-252262的公开内容(包括说明书、附图和摘要)通过引用将其全部内容并入于此。技术领域本发明涉及用于通过接收由相移键控调制的信号来获得所接收的数据的接收设备。具体地，本发明涉及用于通过接收由通过电力线进行电力线通信中的相移键控调制的OFDM符号来获得所接收的数据的接收设备。

背景技术：
已经开发出一种用于通过电力线作为通信介质进行电力线通信的技术。在下一代电力线通信中，正交频分复用(OFDM)在高速通信、抗干扰度、频率使用效率等方面已经作为主要发射方案被讨论。日本未审专利公开No.2002-111626公开了一种具有良好解码特性同时减少在数字无线通信系统中使用OFDM发射方案解码所需的计算量的接收设备。该接收设备通过作为已知信号的前同步码(preamble)规范化每个子载波信号。继而，该接收设备对通过使用对应于特定前同步码的子载波的接收功率从星座(constellation)解码的信号进行加权。这里，该接收设备通过基于前同步码的所有子载波的功率均值对所加权的信号舍入来减少量化的位。通过该配置，可以选择有助于Viterbi解码的位，这与简单地通过切除加权信号的较低位来选择有效位相比更为有效。因此，可以维持高解码性能。日本未审专利公开No.2008-131364公开了一种在使用OFDM发射方案的数字无线通信系统中期望的波中发生干扰时防止Viterbi解码精确度降低的接收设备。该接收设备包含来自所接收信号的参考符号点的变化。当该变化大于预先确定的参考值时，该接收设备确定发生与期望波的干扰，并且校正该软决策值从而减少对解码的贡献。通过该配置，如果在期望波与干扰波之间接收的功率差较小，则软决策值通过检测期望波中发生的干扰来校正。因此，可以防止Viterbi解码精确度降低并增强通信质量。

技术实现要素：
日本未审专利公开No.2002-111626的接收设备仅使用已知信号(诸如，前同步码和导码)以在第一傅里叶变换(FFT)处理之后对每个子载波信号进行规范化并加权。这是由于每个子载波信号的相位和幅度根据发射设备与接收设备之间的发射特性变化，因此在接收设备侧并不易于断定从发射设备发射的信号。此外，规范化和加权基于子载波功率。这是为了抵消信号的强度和相位针对每个子载波变化(由于频率选择性定相的影响导致)的影响。这里，在使用自由空间作为介质的无线通信以及在使用通信电缆作为介质的有线通信中，接收设备的本底噪声的影响较大。另一方面，在功率通信中，由耦合至电力线的设备生成的噪声的影响较大。这是由于通信是使用未被认为是通信介质的电力线执行的。因此，当加权由每个子载波的接收功率执行时(如日本未审专利公开No.2002-111626中所述)，由于噪声的影响不正确加权的概率增加，从而导致解码特性降级。另外，由于加权由不具有发射信息(诸如前同步码或导码信号)的已知信号执行，因此还增加了处理的数目。这在日本未审专利公开No.2008-131364中描述的接收设备中存在相同情况。因此，需要通过使用已知信号规范化幅度和相位来获得参考符号点的正确位置。这是因为，在日本未审专利公开No.2008-131364中，接收设备的EVM计算器获得接收信号的信号点位置与参考信号点之间的变化，并且生成该变化的评估用于执行针对软决策的加权。如上文所述，在日本未审专利公开No.2002-111626和日本未审专利公开No.2008-131364中，需要提供大量不具有发射信息的已知信号，从而存在吞吐量减少而用于加权的处理数目增加的问题。根据本发明的第一方面，提供了一种接收设备，包括：接收器，用于接收由相移键控调制的OFDM符号；FFT处理器，用于向所接收的OFDM符号应用FFT处理来获得子载波信号；解映射单元，用于解映射子载波信号来生成位串；范数(norm)计算器，用于计算子载波信号的范数；加权因子生成器，用于通过取得所计算范数的统计来生成加权因子；以及加权单元，用于基于特定加权因子对解映射之后的位串进行加权。通过该配置，可以通过取得作为理想恒定的范数的统计，以及通过基于该范数的统计的变化生成适当的加权因子来获得软决策值。因此，可以通过较少数目的处理实现良好接收性能。此外，根据本发明的第二方面，提供了一种信号处理设备，包括：FFT处理器，用于通过向输入OFDM符号应用FFT处理来获得子载波信号；解映射单元，用于解映射子载波信号来生成位串；范数计算器，用于计算子载波信号的范数；加权因子生成器，用于通过取得所计算范数的统计来生成加权因子；以及加权单元，用于基于特定加权因子对解映射之后的位串进行加权来获得软决策值。通过该配置，可以通过取得作为理想恒定的范数的统计，以及通过根据该范数的统计的变化生成适当的加权因子来获得软决策值。因此，可以获得软决策值以通过较少数目的处理实现良好解码性能。此外，根据本发明的第三方面，提供了一种信号处理方法，包括以下步骤：通过向输入OFDM符号应用FFT处理来获得子载波信号；计算子载波信号的范数；通过取得所计算范数的统计来生成加权因子；以及基于特定加权因子对通过解映射子载波信号生成的位串进行加权来获得软决策值。通过该配置，可以通过取得作为理想恒定的范数的统计，以及通过根据该范数的统计的变化生成适当的加权因子来获得软决策值。因此，可以获得软决策值以通过较少数目的处理来实现良好解码性能。根据本发明，可以获得示出良好解码特性的软决策值，而不需要通过已知信号获得参考符号点。因此，吞吐量可以通过消除已知信号的使用而改进。另外，可以减少生成软决策值所需的处理数目。附图说明图1是根据本发明的电力线通信系统的框图；图2是根据本发明第一实施方式的帧配置的视图；图3是根据第一实施方式的解调器(解调设备)的框图；图4是根据第二实施方式的解调器(解调设备)的框图；图5是示出根据第二实施方式的在均衡化处理之前以及之后的信号点位置的视图；图6是当噪声在复平面上较小时信号点分布的视图；图7是当噪声在复平面上较大时信号点分布的视图；图8是根据第三实施方式的解调器(解调设备)的框图；图9是根据第三实施方式的SNR评估单元的特定配置的框图；图10是示出根据第三实施方式的解调器(解调设备)的另一配置的框图；图11是根据第四实施方式的帧配置的视图；图12是根据第四实施方式的解调器(解调设备)的框图；图13是根据第四实施方式的另一帧配置的视图；图14是根据第五实施方式的解调器(解调设备)的框图；图15是所接收OFDM符号中SNR的时间波动的视图；图16是根据第六实施方式的解调器(解调设备)的框图；图17是AC电源频率与OFDM符号频率之间关系的视图；图18是示出单独子载波的符号位置中范数方差的范数方差表的视图；图19是根据第六实施方式的解调器(解调设备)的另一配置的框图；图20是每个子载波的每个电力线相位中离散度(dispersion)信息的变化信息表的视图；以及图21是针对经分组的电力线相位中每一个的变化信息(统计)的视图。具体实施方式本发明的实施方式将参考附图进行描述。以下描述说明了本发明的优选实施方式，并且本发明的范围不受限于将在下文描述的示例性实施方式。注意，贯穿附图具有实质上相同功能的组件由相同的参考标号表示，并且其重复性描述根据需要可以被省略。第一实施方式下面，本发明的第一实施方式将参考附图进行描述。图1是根据本发明第一实施方式的电力线通信系统1000的框图。在电力线通信系统1000中，发射设备100和接收设备200通过电力线10可通信地耦合。首先，描述发射设备100的配置。发射设备100包括前向误差校正(FEC)编码器110、调制器120、快速傅里叶逆变换(IFFT)单元130、循环前缀(CP)扩展单元140、视窗函数单元150和模拟前端(AFE)单元160。FEC编码器110通过使用前项误差校正码(诸如卷积码)向TX数据应用编码处理。调制器120向经编码的TX数据应用调制。这里，调制器120通过相移键控(以下称为PSK)执行调制。这是因为电力线通信使用具有大幅度噪声的电力线作为通信介质，从而难于在幅度方向上进行调制。调制器120将经编码的TX数据映射到复平面(IQ平面)上的参考符号点。继而，调制器120将经映射的数据关联到在频率轴上正交的多个子载波以便生成子载波信号。更具体地，调制器120通过考虑信噪比(SNR)从差分相移键控方案(诸如，差分二相相移键控(DBPSK)、差分四相相移键控(DQPSK)和差分八相相移键控(D8PS))中选择待使用的调制方法。继而，调制器120使用如上文所述确定的调制方法执行调制。IFFT单元130通过向调制器120生成的子载波信号应用快速傅里叶逆变换来将频域信号转换成时域信号。CP扩展单元140向由IFFT单元130转换成时域的信号添加CP。视窗函数单元150将视窗处理应用到向其添加CP的信号。AFE单元160将经视窗处理的信号转换成模拟信号，并且向电力线10应用该模拟信号。以此方式，AFE单元160发射信号(OFDM符号)。图2示出了从发射设备100发射的信号的帧配置。如图2中所示，在每个帧的顶部提供被用作同步检测的前同步码的用于同步的信号。继而，提供由PSK调制的预定数目的OFDM符号。接着，将描述接收设备200的配置。接收设备200包括模拟前端(AFE)单元210、同步器220、循环前缀(CP)移除单元230、快速傅里叶变换(FFT)单元240、解调器250和FEC解码器260。AFE单元210通过电力线10接收发射自发射设备100的信号。更具体地，AFE单元210包括滤波器、自动增益调节器和AD转换器。自动增益调节器针对从电力线10输入并由滤波器滤波的接收信号来调节增益。继而，自动增益调节器向AD转换器输出所接收的信号。AD转换器将增益调节的模拟信号转换成数字信号。继而，该经转换的数字信号被输出至同步器220。同步器220通过将输出自AFE单元210的数字信号与用于同步的信号进行同步来检测帧的顶部。继而，同步器220将其中检测帧顶部的信号划分成符号单元以获得OFDM符号。经同步的OFDM符号被输出至CP移除单元230。CP移除单元230将CP从由同步器220通过同步处理划分成符号单元的信号的每个OFDM符号中移除。下面，包括AFE单元210、同步器220和CP移除单元230的所有组件还被统称为OFDM符号接收器，OFDM符号接收器是用于接收由PSK调制的OFDM符号的接收器。FFT单元240向移除CP的OFDM符号应用快速傅里叶变换(FFT)处理。继而，FFT单元240将时域信号转换成频域信号以获得子载波信号。解调器250通过对由FET单元240通过FFT处理获得的子载波信号进行解码来获得软决策值。FEC解码器260基于诸如Viterbi解码方法之类的算法对由解调器250获得的软决策值进行解码。继而，FEC解码器260提取发射自发射设备100的数据作为接收数据。接着，将详细描述解调器250的具体配置。图2是解调器250的框图。解调器250包括信道评估单元251、子载波相位规范化器254、解映射单元255和加权单元256。每个子载波信号与频率轴上的、由FFT单元240通过EFT处理获得的每个子载波相关联。继而，子载波信号被输入至信道评估单元251以及子载波相位规范化器254。信道评估单元251基于从FFT单元240输入的子载波信号的范数计算针对每个子载波的加权因子。继而，信道评估单元251向加权单元256输出该结果。这里，范数意味着从复平面(IQ平面)上的中心点到所接收的信号点的绝对距离。更具体地，这里，信道评估单元251包括范数计算器252和加权因子生成器253。范数计算器252计算从FFT单元240输入的每个子载波信号的范数。范数计算器252向加权因子生成器253输出每个子载波信号的经计算的范数。加权因子生成器253基于在每个符号时序中由范数计算器252输入的每个子载波信号的范数来生成针对每个子载波的加权因子。这里，加权因子是用于下文所述的加权单元256中加权处理的信息。更具体地，加权因子生成器253通过取得多个符号上每个子载波信号的范数的统计来生成针对每个子载波的加权因子。这是因为难于仅通过单个符号的I/Q信息来分离噪声和信号，因此取得多个符号上的统计以便分离噪声和信号。这里，PSK用于发射设备100中的调制。因此，由范数计算器252针对每个子载波计算的范数理想地恒定。实际上，由于电力线10生成的噪声，因此范数会发生变化。加权因子生成器253评估由于范数的变化产生的噪声，并且在加权单元256执行的加权过程中反映经评估的噪声。换言之，加权因子生成器253生成加权因子，从而范数变化越大，由加权单元256获得的软决策值的似然度越小。这里，针对每个子载波取得范数统计的原因在于信号功率和噪声功率针对每个频率是不同的。因此，加权因子生成器253生成单独针对每个子载波的加权因子，而不是生成所有子载波共用的加权因子。子载波相位规范化器254将从FFT单元240输入的子载波信号规范化。这里，每个子载波信号是由PSK调制的信号，其不需要幅度的规范化。因此，子载波相位规范化器254将个别子载波的相位规范化。在个别子载波信号的相位规范化之后，解映射单元255通过将来自星座的每个子载波符号解映射来生成位串。加权单元256通过基于信道评估单元251生成的加权因子对解映射之后的位串进行加权来获得软决策值。更具体地，加权单元256从在解映射之后从解映射单元255输出的位串减去与从加权因子生成器253取得的范数统计获得的范数变化对应的加权因子，以便对特定位串加权。这里，加权单元256针对每个子载波(基于对应于该特定子载波的加权因子)对通过解映射子载波信号生成的位串进行加权。软决策值(作为经加权的代码串)输出到FEC解码器260。FEC解码器260通过基于诸如Viterbi解码之类的最大似然解码对软决策值输入解码来提取所接收的数据。如上文所述，根据第一实施方式的接收设备包括：接收器，用于接收由相移键控调制的OFDM符号；FFT处理器，用于通过向所接收的OFDM符号应用FFT处理来获得子载波信号；以及解调器，用于解调子载波信号来获得软决策值。这里，解调器包括：解映射单元，用于解映射子载波信号；范数计算器，用于计算子载波信号的范数；加权因子生成器，用于通过取得所计算范数的统计来生成加权因子；以及加权单元，用于通过基于特定加权因子对解映射之后的位串进行加权来获得软决策值。所获得的软决策值由解码器使用预定软决策解码算法进行解码。最后，发射自发射设备的数据被提取作为接收数据。在幅度噪声较大的电力线通信中，调制主要通过使用PSK执行，从而理想信号点的范数恒定。根据第一实施方式的接收设备通过根据范数的变化评估信道并且通过关注于特定范数恒定的事实来执行加权处理。与从参考符号点获得变化的情况相比，通过该配置，不需要使用将幅度和相位规范化的导码信号来获得参考符号点。因此，可以改进吞吐量以及减少为获得加权因子所需处理的数目。TX数据还可以被交织并且从发射设备100发射。换言之，在FEC编码器110与调制器120之间提供交织器，从而输出自FEC编码器110的代码串被交织并且输出至调制器120。在此情况下，在接收设备200侧上的解调器250与FEC解码器260之间提供解交织器，从而经解调的代码串(软决策值)被解交织回到其原始状态并且输出至FEC解码器260。此外，可以在接收设备200中提供信号处理设备用于执行FFT单元240与解调器250中的各种处理。在此情况下，信号处理设备包括：FFT处理器，用于向由相移键控调制的OFDM符号应用FFT处理来获得子载波信号；解映射单元，用于对由FFT处理获得的子载波信号解映射；范数计算器，用于计算由FFT处理获得的子载波信号的范数；加权因子生成器，用于通过取得所计算范数的统计来生成加权因子；以及加权单元，用于基于特定加权因子对解映射之后的位串进行加权。此外，信号处理设备还可以包括解码器，用于通过对加权单元通过使用软决策解码方法的加权处理获得的软决策值进行解码来提取数据。这里，相应组件的功能可以通过硬件和软件(程序)组合的各种形式实现。信号处理设备可以被实现为半导体电路，并且有时被称为微处理单元(MPU)。第二实施方法根据第二实施方式的接收设备被设计用于通过计算范数的方差作为范数的变化来生成加权因子。下面参考附图进行描述。注意，为了本发明清楚，省略了对第一实施方式中描述的配置的描述部分。图4是根据第二实施方式的解调器350的框图。在解调器350中，加权因子生成器353基于在范数计算器252中计算的范数生成加权因子。加权因子生成器353包括范数方差计算器354和范数方差存储单元355。范数方差计算器354针对输出自范数计算器252的每个子载波计算范数的方差。如果xk是某个子载波中第k个符号中的子载波信号的范数，则范数方差计算器354根据等式(1)计算作为从开始到第k个符号的范数的统计的范数方差σ2。这里，μ是范数的期望值。[等式1]如等式(1)中所示，范数方差计算器354可以通过计算由PSK调制的子载波信号的整合移动平均的平方并且通过计算所述平方的整合移动平均来获得针对每个子载波的范数方差σ2。范数方差计算器354向加权单元256以及范数方差存储单元355输出范数方差σ2，其针对每个子载波计算作为加权因子。范数方差存储单元355存储由范数方差计算器354针对第k个符号中的每个子载波计算的范数方差σ2，作为从开始到第k个符号的范数的统计。范数方差计算器354基于范数方差存储单元355中存储的第k个符号中的范数方差σ2以及基于由范数计算器252新计算的第(k+1)个符号来新计算下一个(k+1)个符号中的范数方差σ2，作为从开始到第(k+1)个符号的范数的统计。继而，类似于第k个符号的情况，范数方差计算器354向加权单元256以及范数方差存储单元355输出结果。范数方差存储单元355使用输出自范数方差计算器354的第(k+1)个符号中的范数方差σ2来重写第k个符号中存储的范数方差σ2。以此方式，范数方差存储单元355更新范数方差σ2。加权单元256通过除以输出自范数方差计算器354的对应子载波的范数方差σ2(即，乘以范数方差σ2的倒数)来针对从解映射单元255输入的每个子载波的位串进行加权。因此，加权单元256获得软决策值。如上文所述，在根据第二实施方式的接收设备中，解调器350从子载波信号的范数获得方差作为加权因子。解调器350基于用于表达似然度的特定加权因子对解映射之后的位串进行加权。继而，FEC解码器260向软决策值应用软决策解码处理，该软决策值是表示由解调制器350获得的位概率的似然度。以此方式，FEC解码器260提取具有高精确度的所接收的数据。这里，如果范数的变化较大，则范数方差σ2增加。图5示出了通过除以待被用作加权因子的范数方差σ2进行加权的信号的示例。换言之，如图5所示(左侧)，当噪声较大并且范数方差σ2较大时，即使幅度较大，也通过加权处理调节该信号以具有较小的幅度。另一方面，如图5所示(右侧)，当噪声较小并且范数方差σ2较小时，即使幅度较小，也通过加权处理调节该信号以具有较大的幅度。继而，由加权处理调节的幅度的量级被指派给位概率(似然度)。例如，幅度的量级被指派给-127与+127之间的值。继而，FEC解码器260执行软决策解码处理。通过此配置，可以维持良好的解码特性同时减少处理的数目。这里，如上文所述，范数方差计算器354只执行加法，因此不需要使得存储器存储所有符号。换言之，使得范数方差存储单元355保持由上文所述计算获得的针对每个子载波的范数方差σ2便已足够。可以根据等式(1)通过如下方式来获得从开始到当前符号针对每个子载波的范数方差σ2：添加针对每个子载波新输出自范数计算器252的、关于范数方差σ2的范数，该范数方差σ2获得自针对每个子载波从开始到先前的符号。因此，不需要具有较大容量的存储器，并且可以通过实时简单计算连续获得范数方差σ2。如上文所述连续获得并更新的方差是收敛的，这是因为随着待处理的符号的数目增加，采样的数目也增加。因此，随着时间流逝可以评估具有高精确度的噪声。注意，在上文所述中，获得作为针对基于电力标准的计算的范数变化的范数方差σ2，并且范数方差σ2被用作加权因子。然而，当基于幅度标准执行计算时，可以使用标准偏差σ作为加权因子。换言之，范数方差计算器354取得经计算的方差σ2的平方根以获得标准偏差σ作为范数变化。继而，范数方差计算器354向加权单元256输出该特定标准偏差σ作为加权因子。在此情况下，范数方差计算器354还可以被称为标准偏差计算器。第三实施方式在上文所述第二实施方式中，基于每个子载波的范数计算的方差被用作加权因子用于加权。如图6中所示，这是因为当范数的期望值μ相对于σ足够大(即，SN足够大)时，其可以近似为μ2信号功率，σ2噪声功率。然而，当期望值接近σ时(即，当没有取得SN时)，σ2噪声功率的近似值没有较大偏差，而μ2信号功率的近似则不为真。如图7中所示，这是因为当噪声N较大时，折叠超过180度并添加的相位的元素的比率增加。这类贡献是不容忽视的，并且因此，在观察值与概率密度函数之间存在差异。因此，根据本发明的第三实施方式的接收设备被设计成基于范数变化来评估信噪比(SNR)，并且生成加权因子使得经评估的SNR在软决策值中得到反映。下面将参考附图进行描述。注意，为了本发明清楚，省略了对第一实施方式和第二实施方式中描述的配置的描述部分。图8是根据第三实施方式的解调器450的框图。在解调器450中，用于生成加权因子的加权因子生成器453包括范数方差计算器454、范数方差存储单元455和信噪比(SNR)评估单元456。范数方差计算器454根据等式(1)基于输出自范数计算器252的范数针对每个子载波计算范数方差σ2和范数期望值μ(或μ2，其是范数期望值μ的平方)。范数方差存储单元455保持在第k个符号中的由范数方差计算器454计算的范数方差σ2作为从开始到第k个符号的范数的统计，以及针对每个子载波的范数期望值μ。范数方差计算器454将输出自范数计算器252的新范数输出添加至根据等式(1)的范数方差σ2以及范数期望值μ，范数方差σ2被计算作为从开始到当前符号的范数的统计，范数期望值μ存储在范数方差存储单元455中。因此，范数方差计算器454获得作为从开始到当前符号的范数的统计的范数方差σ2，以及针对每个子载波的范数期望值μ。SNR评估单元456基于由范数方差计算器454计算的范数方差σ2和范数期望值μ来评估SNR。这里，如上文所述，噪声功率Pnoise可以由σ2近似。然而，信号功率Psignal不能由μ2近似而是表达为σ和μ的函数f。这里，难于导出针对Psignal的明确的解析解。然而，Psignal可以通过规范化在一个变量表中给出。因此，SNR评估单元456基于特定的校正表校正μ2以获得S。继而，SNR评估单元456通过考虑经校正的S来计算加权因子。[等式2]Pnoise＝σ2Psignal＝f(σ、μ)＝μ2·g(μ2/σ2)SNR＝Psignal/Pnoise图9是示出SNR评估单元456的具体配置的框图。SNR评估单元456包括：未校正SNR计算器4561、校正表存储4562、校正因子计算器4563、校正执行单元4564和加权因子计算器4565。未校正SNR计算器4561通过从表示从范数方差计算器454输入的临时信号功率的μ2减去σ2来计算未校正SNR。继而，未校正SNR计算器4561向校正因子计算器4563输出该结果。校正表存储4562存储未校正SNR(μ2/σ2)的值与校正因子的值之间关系的校正表。校正因子计算器4563参考校正表存储4562中存储的校正表以获得对应于从未校正SNR计算器4561输入的未校正SNR的校正因子(μ2/σ2)。继而，校正因子计算器4563向校正执行单元4564输出该结果。校正执行单元4564通过将校正因子计算器4563获得的输入校正因子乘以作为临时信号功率的μ2来获得等式(2)中示出的Psignal。继而，校正执行单元4564向加权因子计算器4565输出该结果。加权因子计算器4565获得加权因子，使得SNR在软决策值中得到反映，该软决策值已经由加权单元256基于作为刚从范数方差计算器454输入的Pnoise的范数方差σ2以及基于由校正执行单元4564获得的Psignal进行加权。加权因子计算器4565向加权单元256输出基于上文所述Pnoise和Psignal获得的加权因子。注意，未校正SNR、校正因子、Pnoise、Psignal和加权因子由SNR评估单元456的相应组件针对每个子载波获得。加权单元256通过基于从SNR评估单元456输入的针对每个子载波的加权因子对位串进行加权来获得软决策值，所述位串通过解映射子载波信号生成。继而，加权单元256向FEC解码器260输出该软决策值。此时，向FEC解码器260输入的软决策值更适当地反映了SNR。因此，可以执行具有高解码性能的软决策解码。注意，在上文描述中，范数方差计算器454获得μ2并向SNR评估单元456输出。然而，本发明并不限于该配置。还可以配置范数方差计算器454以获得范数期望值μ并向SNR评估单元456输出。在此情况下，SNR评估单元456通过对输入的范数期望值μ进行平方来获得μ2。继而，SNR评估单元456计算未校正SNR和Psignal。该差异仅在于对范数期望值μ进行平方的函数属于范数方差计算器454或者属于SNR评估单元456。在这两种情况下，SNR评估单元456基于范数方差σ2和范数期望值μ来评估SNR。如上文所述，根据该实施方式的接收设备均衡幅度，从而幅度对应于针对每个子载波的概率(SNR)。更具体地，接收设备进一步包括用于基于范数方差σ2和范数期望值μ来评估SNR的SNR评估单元。SNR评估单元获得加权因子，从而该SNR在软决策值中得到适当地反映，并且向加权单元输出该加权因子。因此，具体地，即使该SNR较差，相比于由范数方差计算器454获得的范数方差σ2仅被用作加权因子的情况，加权单元256仍可以获得软决策值以允许准确解码。注意，如图10所示，加权因子生成器453还可以包括校正控制单元457。校正控制单元457基于从范数方差计算器454输入的期望值μ来确定加权因子的校正是否是必须的。更具体地，当范数期望值μ或μ2的值足够大时，或者当范数方差σ2足够小时，校正控制单元457确定SNR＝Psignal/Pnoise可以由μ2/σ2近似。继而，校正控制单元457向加权单元256输出由范数方差计算器454计算的范数方差σ2作为加权因子。另一方面，当范数期望值μ或μ2的值大于预定参考值时，或者当范数方差σ2小于预定参考值时，校正控制单元457确定信号功率Psignal不能由μ2近似。因此，校正控制单元457确定即使基于范数方差σ2执行加权作为加权因子，该SNR在软决策值中仍未被适当反映。因此，校正控制单元457向SNR评估单元456输出从范数方差计算器454输入的期望值μ和方差σ2。SNR评估单元456基于从校正控制单元457输入的方差σ2和范数期望值μ来评估SNR。继而，SNR评估单元456计算该加权因子并向加权单元256输入该经计算的加权因子。通过该配置，当Psignal可以被充分近似时，不允许执行SNR评估。因此，可以减少处理的数目第四实施方式在第一实施方式至第三实施方式中，发射设备100中的调制被限制于PSK。然而，如图11中所示，为了增加吞吐量，可以假设调制是由多级调制方法执行，在该多级调制方法中构成一个帧的符号中的某些符号以幅度分量(诸如，16QAM)进行调制。在此情况下，特定符号中的范数不恒定。因此，如果使用通过这种符号接收的信号的范数来评估信道，则加权可能没有被正确地执行。因此，在根据第四实施方式的接收设备中，设计成用于当接收由除PSK之外的调制方法调制的符号时也能够适当地评估信道。这将在下文参考附图进行描述。注意，为了本发明清楚，省略了对第一实施方式至第三实施方式中描述的配置的描述部分。图12是根据第四实施方式的解调器550的框图。该解调器550新包括子载波信号选择器557。子载波信号选择器557接收在相应符号时序输入的子载波信号，并且允许由PSK调制的子载波信号传递通过范数计算器552，同时阻挡由除PSK之外的调制方法调制的子载波信号。在一个帧中调制每个符号的调制方法在控制信息中被选择，该控制信息从发射设备100发射并由其自身设备接收。因此，子载波信号选择器557基于该特定控制信息来标识待阻挡的子载波信号。范数计算器552计算关于子载波信号选择器557允许传递通过的子载波信号的范数。继而，范数计算器552向加权因子生成器553输出该结果。加权因子生成器553取得针对每个子载波的、关于由范数计算器552针对每个子载波计算的范数的范数统计。以此方式，加权因子生成器553通过考虑包括当前符号的所有符号来生成加权因子，并且向加权单元256输出该加权因子。这里，由子载波信号选择器557阻挡的子载波信号的范数不由范数计算器552计算。因此，加权因子生成器553保持先前符号中的加权因子，而不是计算针对特定子载波的新加权因子。继而，加权因子生成器553向加权单元256再次输出先前符号中的加权因子。子载波相位幅度规范化器554对输入子载波信号进行规范化。这里，子载波相位幅度规范化器554对由除PSK之外的调制方法调制的子载波的相位和幅度两者进行规范化。继而，子载波相位幅度规范化器554向解映射单元255输出该结果。加权单元256通过使用现有加权因子来对通过解映射由除PSK之外的调制方法调制的子载波信号生成的位串进行加权，该现有加权因子已基于由PSK的调制方法调制的子载波信号的范数生成。如上文所述，根据第四实施方式的接收设备进一步包括选择器，该选择器用于从FFT单元通过FFT处理获得的子载波信号中选择由相移键控调制的子载波信号，并且用于向范数计算器输出该子载波信号。选择器允许符号中由相移键控调制的子载波信号传递通过范数计算器，同时阻挡符号中由除相移键控之外的调制方法调制的子载波信号。通过该配置，即使存在不同的调制方法，也可以执行适当的加权，而不减少信道评估精确度。这里，如图11中所示，如果在符号单元中子载波信号是否由相移键控调制方面存在差异，则选择器可以在是否允许子载波信号传递通过范数计算器与是否阻挡符号单元中的子载波信号之间进行选择。换言之，选择器可以选择通过向其中每个子载波是由相移键控调制的OFDM符号应用FFT处理获得的子载波信号，并且向范数计算器输出选定的子载波信号。在此情况下，选择器阻挡通过向其中每个子载波是由除相移键控之外的调制方法调制的OFDM符号应用FFT处理获得的子载波信号。继而，选择器不向范数计算器输出子载波信号。通过该配置，可以适当地选择是否计算范数以及更新符号单元中的加权因子。注意，如图13所示，如果在帧单元中子载波信号是由相移键控调制还是由除相移键控之外的调制方法调制的方面存在差异，则选择器可以在是否允许子载波信号传递通过范数计算器与是否阻挡帧单元中的子载波之间进行选择。换言之，选择器可以选择通过向构成其中每个子载波是由相移键控调制的帧的OFDM符号应用FFT处理获得的子载波信号，并且向范数计算器输出选定的子载波信号。在此情况下，选择器阻挡通过向其中每个子载波是由不是相移键控的调制方法调制的构成帧的OFDM符号应用FFT处理获得的子载波信号。因此，选择器不向范数计算器输出该特定子载波信号。通过该配置，可以选择是否计算范数以及更新帧单元中的加权因子。在电力线通信的情况下，相同通信设备之间的耦合位置没有显著地变化，这不同于移动设备。因此，发射特性可以被认为恒定。因此，如果可以标识通信方，则可以配置成多个帧的至少第一帧包括由PSK调制的符号而随后帧包括由除PSK之外的调制方法调制的符号。在此情况下，在随后的帧中，可以使用已经通过取得范数的统计获得的现有加权因子来执行加权。因此，可以增加吞吐量而不需要复杂的处理。注意，由加权因子生成器553计算的范数的统计可以是如上文所述的范数方差或范数标准偏差，或者对范数的其他统计。第五实施方式如在第一实施方式至第四实施方式中所述，加权因子生成器通过在多个符号上取得针对每个子载波的范数统计来生成加权因子。这里，通常而言，当范数统计在长符号间隔内取得时，采样的数目增加并且收敛效应的效果可以是期望的。因此，可以获得更适当的加权因子。然而，在电力线通信中发射特性可以随时间适度地变化。在这种环境中，如果过去的符号在范数统计中超出必要地使用，则在范数统计中反映最适度的时间改变，从而导致解码特性的降级。因此，根据第五实施方式的接收设备被设计成能够精确地执行软决策，同样在其中发射特性随时间适度改变的情况中。这将在下面参考附图进行描述。注意，为了本发明清楚，省略了对第一实施方式至第四实施方式中描述的配置的描述部分。图14是根据第五实施方式的解调器的框图。解调器650新包括符号间隔选择器654。符号间隔选择器654指定其上应当由加权因子生成器653在范数统计中取得统计的符号数目。换言之，符号间隔选择器654指定范数统计所需的采样数目。例如，符号间隔选择器654参考由加权因子生成器653获得的过去范数统计与针对小数目最近符号(符号间隔)的范数统计之间的差异。以此方式，符号间隔选择器654确定发射特性是否随着时间流逝适度地改变。将参考图15进行描述确定方法的示例。这里，如图15所示，假设SNR随时间适度地改变。符号间隔选择器654通过将针对过去间隔B中符号获得的范数统计与针对间隔A中最近符号获得的范数统计进行比较来确定SNR是否随时间适度地改变。符号间隔选择器654确定用于生成加权因子的符号间隔(符号数目)。继而，符号间隔选择器654向加权因子生成器653输出该结果。加权因子生成器653通过取得针对由符号间隔选择器654选择的符号间隔(符号数目)的范数统计来生成加权因子。继而，加权因子生成器653向加权单元256输出该结果。如上文所述，根据第五实施方式的接收设备还包括符号间隔选择器654，符号间隔选择器654用于选择其中加权因子生成器653取得范数统计的符号间隔(符号数目)。加权因子生成器653通过取得由范数计算器252计算的在由符号间隔选择器654选择的符号间隔内的范数统计来生成加权因子。通过该配置，当SNR随时间整体改变时，接收设备独立于过去信息取得针对小数目最近符号的统计。因此，在此环境下，还可以获得准确反映当前SNR的软决策值。这里，如上文所述，符号间隔选择器654可以通过对针对多个符号间隔获得的范数统计的结果进行比较来确定待选择的符号间隔。换言之，加权因子生成器653向符号间隔选择器654输出独立于基于范数统计生成的加权因子的通过取得针对符号间隔的范数统计获得的统计。符号间隔选择器654通过对如上文所述获得的统计值进行比较来评估SNR如何随时间改变。继而，符号间隔选择器654确定加权因子计算所需的符号间隔。例如，如果过去统计与当前统计之间的差异在预定参考值内，则符号间隔选择器654确定SNR中的适度时间改变较小。在此情况下，符号间隔选择器654确定加权因子可以通过增加采样数目以增加收敛效应来更适当地生成。因此，符号间隔选择器654设置长符号间隔。另一方面，当过去统计与当前统计之间的差异大于预定参考值时，符号间隔选择器654确定SNR中的适度时间改变较大。在此情况下，如果长符号间隔被设置为针对范数统计的符号间隔，则适度时间改变可以在加权因子中得到反映。因此，符号间隔选择器654设置短符号间隔。第六实施方式在根据日本未审专利申请No.2008-131364的接收设备中，EVN计算器针对每个子载波从最近符号的某些符号中与参考符号点取得变化的统计，用于执行加权处理。这里，在用于通过电力线进行通信的电力线通信中，基于商用电源(AC电源)的相位生成噪声。因此，针对AC电源的每个周期生成具有预定相关性的噪声。在根据相关领域的接收设备中，由于电力线相位而不考虑噪声相关性。因此，第六实施方式设计成通过获得具有取决于被考虑的电力线的相位的噪声的加权因子来执行加权。这将在下文参考附图进行描述。注意，为了本发明清楚，省略了对第一实施方式至第五实施方式中描述的配置的描述部分。图16是根据第六实施方式的解调器750的框图。解调器750包括信道评估单元751、子载波相位规范化器254、解映射单元255和加权单元256。从FFT单元240输入的子载波信号被输入至子载波相位规范化器254以及信道评估单元751。每个子载波信号的相位均由子载波相位规范化器254规范化。继而，子载波信号由解映射单元255解映射。在解映射之后的位串由加权单元256使用由信道评估单元751获得的加权因子进行加权。继而，经加权的位串在稍后阶段中输出至FEC解码器260作为软决策值。信道评估单元751获得针对每个符号和每个子载波的加权因子，并且向加权单元256输出。接着，将详细描述信道评估单元751。信道评估单元751包括范数计算器252和加权因子生成器753。范数计算器252计算输入子载波信号的范数，并且向加权因子生成器753输出。加权因子生成器753通过取得针对AC电源每个周期的符号中子载波信号的范数统计来获得针对每个电力线相位的加权因子。加权因子生成器753的功能将参考图17进行描述。注意，AC电源的频率是50Hz并且一个符号周期是1ms。一个20ms的AC电源周期包括20个符号。这里，如图17所示，20个符号由字母字符A至T标记。加权因子生成器753通过收集过去符号中由范数计算器252计算的、与当前符号具有相同标记的范数来取得统计。因此，加权因子生成器753获得针对每个电力线相位的加权因子。更具体地，加权因子生成器753包括范数方差计算器754和范数方差存储单元755。范数方差计算器754通过计算过去符号中针对每个子载波的、与当前符号具有相同标记的范数方差σ2来生成加权因子。范数方差存储单元755存储针对每个标记和每个子载波获得的范数方差σ2。图18示出了范数方差存储单元755中存储的范数方差σ2。如图18所示，范数方差存储单元755存储针对通过将标记数目乘以子载波数目获得的数目的范数方差σ2。这里，范数方差存储单元755存储(20个符号×n个子载波＝20n)范数方差σ2。继而，基于范数方差计算器754的请求，范数方差存储单元755从针对每个标记存储的范数方差σ2中读取针对与所需当前符号对应的每个子载波的范数方差σ2。继而，范数方差存储单元755向范数方差计算器754输出所获得的范数方差σ2。范数方差计算器754将从范数计算器252接收的每个子载波信号的范数方差加至根据等式(2)的针对从范数方差存储单元755接收的每个子载波的范数方差σ2。以此方式，范数方差计算器754获得针对从开始到当前符号的每个子载波的范数方差σ2。针对每个子载波获得的范数方差σ2被输出至加权单元256作为加权因子。继而，现有数据被所获得的范数方差σ2重写，并且更新的数据被存储在范数方差存储单元755中。通过该配置，范数方差计算器754通过使用在一个AC电源的每个周期中发射的符号来获得范数方差σ2。因此，可以获得范数方差σ2，在范数方差σ2中取决于每个电力线相位的噪声得到反映。因此，可以改进解码性能。注意，在第六实施方式中，如上文所述，特定符号中子载波信号的范数方差被获得作为通过相同电力线相位发射的符号的统计。然而，本发明并不受限于该配置。如果参考符号点可以通过使用导码信号规范化相位和幅度两者获得，则还可以通过取得根据特定参考符号点的变化的统计来生成加权因子。第七实施方式在根据第六实施方式的接收设备中，可以通过基于AC电源每个周期中接收的OFDM符号取得变化统计来获得适当反映对应于电力线相位的噪声相关性的加权因子。这里，如果AC电源的周期不是OFDM符号频率的倍数，则电力线相位随时间变化。因此，根据第七实施方式的接收设备被设计成适当反映对应于电力线相位的噪声相关性的加权因子，即使AC电源的周期不是OFDM符号频率的倍数。这将在下文参考附图进行描述。注意，为了本发明清楚，省略了对第一实施方式至第六实施方式中描述的配置的描述部分。图19是根据第七实施方式的解调器850的框图。在解调器850中，信道评估单元851包括电力线相位特定加权因子生成器852、相位检测器853和电力线相位特定变化信息存储单元854。相位检测器853检测当前电力线相位，并且向电力线相位特定变化信息存储单元854输出当前电力线相位的相位信息。电力线相位特定变化信息存储单元854存储变化信息，该变化信息是关于预定物理量的统计，由电力线相位特定加权因子生成器852针对每个电力线相位获得该预定物理量。图20示出了电力线相位特定变化信息存储单元854中存储的变化信息。电力线相位每隔10度进行划分。对应于每个相位和每个子载波的变化信息以表格的形式进行管理和存储。电力线相位特定变化信息存储单元854从电力线相位特定加权因子生成器852接收变化信息读取请求。继而，电力线相位特定变化信息存储单元854读取对应于当前电力线相位(即，对应于从相位检测器853输入的相位信息中示出的当前符号中的电力线相位)的变化信息。继而，电力线相位特定变化信息存储单元854向电力线相位特定加权因子生成器852输出所获得的变化信息。电力线相位特定加权因子生成器852通过计算关于从FFT单元240输入的子载波信号的预定物理量的统计来生成针对每个子载波的加权因子。继而，电力线相位特定加权因子生成器852向加权单元256输出该加权因子。另外，电力线相位特定加权因子生成器852向电力线相位特定变化信息存储单元854输出作为范数统计的变化信息。电力线相位特定变化信息存储单元854利用电力线相位特定加权因子生成器852新获得的变化信息重写对应电力线相位和子载波的存储位置。以此方式，电力线相位特定变化信息存储单元854存储新的数据。这里，类似于第一实施方式至第五实施方式，电力线相位特定加权因子生成器852还可以通过取得范数的统计执行加权。在此情况下，电力线相位特定加权因子生成器852计算输入子载波信号的范数。电力线相位特定加权因子生成器852接收作为对应于OFDM符号中的电力线相位的变化信息的范数统计，特定子载波信号的该OFDM符号从电力线相位特定变化信息存储单元854发射。继而，电力线相位特定加权因子生成器852根据等式(1)通过将针对每个子载波计算的范数与针对接收自电力线相位特定变化信息存储单元854的每个子载波的范数统计相加来获得针对每个子载波的加权因子。接收设备根据第七实施方式还可以通过此方式进行配置。如上文所述，根据第七实施方式的接收设备包括电力线相位检测器，用于检测其中叠加OFDM符号的电力线相位。加权因子生成器通过计算针对每个电力线相位的子载波的预定物理量的统计来生成针对每个电力线相位的加权因子。通过此配置，可以根据每个电力线相位获得适当反映由于电力线相位所致噪声的加权因子。因此，与通过取得统计而不考虑电力线相位执行加权的情况相比，可以改进解码特性。这里，优选地，根据第七实施方式的接收设备进一步包括存储单元，用于存储通过计算关于针对每个电力线相位的子载波信号的预定物理量的统计而获得统计。加权因子生成器包括计算器，用于计算子载波信号的预定物理量。加权因子生成器通过将计算的物理量与对应于从存储单元读取并由电力线相位检测器检测的电力线相位的统计相加来生成特定电力线相位的加权因子。这里，子载波信号的预定物理量的示例可以是子载波信号的范数、距参考符号点的距离等。根据第七实施方式的接收设备还可以如上文所述进行配置。注意，如图21所示，还可以将电力线相位划分成多个群组，并且存储子载波信号的统计以基于对应于其中叠加当前符号的电力线相位的群组的统计来生成加权因子。换言之，接收设备还可以包括：电力线相位检测器，用于检测其中叠加OFDM符号的电力线相位；FFT处理器，用于通过向特定OFDM符号应用FFT处理来获得子载波信号；计算器，用于计算特定子载波信号的预定物理量；以及加权因子生成器，用于通过计算关于针对所检测电力线相位所属的每个群组的物理量的统计来生成针对每个电力线相位的加权因子。如上文所述，根据本发明的示例性实施方式，接收设备可以通过取得理想恒定的范数统计以及通过从范数统计中的变化生成适当的加权因子来获得软决策值。因此，可以获得软决策值以利用小数目的处理实现良好解码性能。注意，在上文所述中，接收设备计算关于由FFT处理获得的多个子载波信号的针对每个子载波的范数。继而，接收设备取得针对每个子载波的范数统计以生成针对每个子载波的加权因子，并且基于对应于特定位串的加权因子对通过解映射每个子载波生成的每个位串进行加权。然而，本发明并不受限于该配置。如果频率选择性小于预定参考值，则还可以计算范数等，以表示针对每个符号的一个子载波信号。换言之，接收设备还可以通过FFT处理获得多个子载波，通过选择预定子载波信号计算范数、通过取得多个符号上的特定范数的统计生成加权因子，以及基于该特定加权因子对通过解映射子载波信号生成的位串一致加权。通过此配置，可以显著减少加权因子生成所需的处理数目，同时将解码特性的降级维持在特定水平。注意，本发明并不受限于上文所述的实施方式，并且可以在不脱离本发明范围的前提下进行适当修改。例如，毫无疑问接收设备和信号处理设备可以通过组合实施方式形成。同样，毫无疑问通信设备可以通过将每个实施方式中描述的接收设备和第一实施方式的发射设备组合来形成。此外，在上文描述中，接收设备用于电力线通信系统，但是本发明并不受限于该示例。第一实施方式至第五实施方式中的每个实施方式中描述的接收设备还可以用于无线通信系统。在此情况下，接收设备的接收器通过天线从无线发射路径接收OFDM符号，并且向FFT单元输出OFDM符号。此外，毫无疑问构成接收设备的组件可以通过信号处理设备(诸如，中央处理单元(CPU))处理程序(软件)来实现。应当注意，上述程序可以存储在可以由计算机系统访问的各种类型的存储介质中。此外，程序可以通过通信介质发射。这里，例如，存储介质包括软盘、硬盘、磁盘、光磁盘、CD-ROM、DVD、ROM卡盘、具有电池备份的RAM存储器卡盘、闪存卡盘、非易失性RAM卡盘等。通信介质包括有线通信介质(诸如电话线)、无线通信介质(诸如微波线)和因特网。