固态成像装置、输出成像信号的方法和电子装置与流程

本技术涉及固态成像装置、输出成像信号的方法和电子装置，更具体地，涉及CMOS图像传感器。

背景技术：
过去，如下技术是众所周知的：通过以高增益对固态成像装置的像素信号的暗部进行细量化而以低增益对亮部进行粗量化来放大动态范围。例如，JP2008-124842A公开了如下技术：通过时间分割来生成具有小倾斜的模拟参考信号和具有大倾斜的模拟参考信号，将每个模拟参考信号的电平与模拟像素信号的电平进行比较，并且获得数字像素信号。

技术实现要素：
在JP2008-124842A中所讨论的技术中，需要用于临时存储使用两个模拟参考信号而生成的数字像素信号的两个线路存储器，因而，电路尺寸增大。另外，由于采用了时间分割，因此上述技术对于提高AD转换(模数转换)的速度而言而不是最佳的。本技术旨在减小电路尺寸并实现高速操作和低功耗。根据本公开内容的实施例，提供了一种固态成像装置，包括：第一模数转换单元，将具有第一倾斜的模拟参考信号的电平与从像素阵列单元输出的模拟像素信号的电平进行比较，并且将模拟像素信号转换成第一数字像素信号；第二模数转换单元，将倾斜不同于具有第一倾斜的模拟参考信号的、具有第二倾斜的模拟参考信号的电平与模拟像素信号的电平进行比较，并且将模拟像素信号转换成第二数字像素信号；以及数字合成单元，将第一数字像素信号与第二数字像素信号进行合成，并且输出合成结果。在本技术中，第一模数转换单元将具有第一倾斜的模拟参考信号的电平与从像素阵列单元输出的模拟像素信号的电平进行比较，并且将模拟像素信号转换成第一数字像素信号。另外，第二模数转换单元将具有第二倾斜的模拟参考信号的电平与模拟像素信号的电平进行比较，并且将模拟像素信号转换成第二数字像素信号。这里，具有第二倾斜的模拟参考信号的倾斜不同于具有第一倾斜的模拟参考信号的倾斜。另外，数字合成单元将第一数字像素信号与第二数字像素信号进行合成，并且输出合成结果。如上所述，在本技术中，第一模数转换单元和第二模数转换单元同时获得第一数字像素信号和第二数字像素信号。因此，由于不需要临时存储第一数字像素信号和第二数字像素信号的线路存储器，因此可以减小电路尺寸，并且可以降低产品成本。另外，没有通过时间分割来获得第一数字像素信号和第二数字像素信号，可以缩短AD转换时间，并且可以实现高速操作和低功耗。另外，数字合成单元可包括：确定单元，在第一数字像素信号和第二数字像素信号之中，将使用具有小倾斜的模拟参考信号来转换的数字像素信号当作一个数字像素信号，将使用具有大倾斜的模拟参考信号所转换的数字像素信号当作另一数字像素信号，将这一个数字像素信号与预定阈值进行比较以确定大小关系，并且获得选择信号；选择单元，在基于选择信号确定这一个数字像素信号小于预定阈值时提取这一个数字像素信号，并且在确定这一个数字像素信号等于或大于预定阈值时提取另一数字像素信号；以及组合单元，将所提取的数字像素信号与选择信号进行组合，并且输出组合信号。与要输出第一数字像素信号和第二数字像素信号两者的情况相比，在这种情况下，可以抑制输出带宽并减少外部电路中的处理负荷。固态成像装置还可包括信号处理单元，该信号处理单元接收数字合成单元的输出信号，并且基于与数字像素信号组合的选择信号来对数字像素信号执行倍率校正。另外，数字合成单元可将第一数字像素信号与第二数字像素信号进行组合以合成为位宽大的信号并输出合成结果，或者对第一数字像素信号和第二数字像素信号进行交织和合成并输出合成结果。在这种情况下，固态成像装置还可包括对数字合成单元的输出信号进行处理的信号处理单元。信号处理单元可包括：确定单元，在第一数字像素信号和第二数字像素信号之中，将使用具有小倾斜的模拟参考信号所转换的数字像素信号当作一个数字像素信号，将使用具有大倾斜的模拟参考信号所转换的数字像素信号当作另一数字像素信号，将这一个数字像素信号与预定阈值进行比较以确定大小关系，并且获得选择信号；选择单元，在基于选择信号确定这一个数字像素信号小于预定阈值时提取这一个数字像素信号，而在确定这一个数字像素信号等于或大于预定阈值时提取另一数字像素信号；以及信号处理单元，基于选择信号来对所提取的数字像素信号执行倍率校正。另外，数字合成单元还可以包括估计单元，该估计单元计算用于准确地执行倍率校正的校正信息。另外，第一倾斜和第二倾斜可以均是基于像素信号的噪声特性而获得的倾斜。这样的倾斜使得参考信号生成器能够由简单的积分器构成并且简单地实现。另外，模数转换单元可在施加于对模数转换单元中的转换时间进行计数的计数器施加的脉冲达到预定数量时转移到下一操作。因此，可以高速地执行操作，并且可以降低功耗。给出了第一倾斜和第二倾斜以及模数转换单元中的预定数量，例如，在光量为0时的噪声的标准偏差由σ(电子)表示，像素的饱和电子的数量由Vwhite表示并且参数由Ka和Kb表示的情况下，根据使得以下公式(1)的Tover最小的Vthresh，第一倾斜被赋予为ΔSa，第二倾斜被赋予为ΔSb,，以及模数转换单元中的预定数量被赋予为Tover。Tover＝max(Vthresh/ΔSa，Vwhite/ΔSb)···(1)另外，具有第一倾斜的模拟参考信号和具有第二倾斜的模拟参考信号可以是相互成比例的关系。在这种情况下，例如，可由参考信号生成器生成具有第一倾斜的模拟参考信号和具有第二倾斜的模拟参考信号中的一个，并且可以以由放大器放大或由衰减器衰减由参考信号生成器生成的模拟参考信号的方式获得另一个信号。因此，可以降低产品成本。另外，在本技术中，例如，像素阵列单元是对光的敏感度极大地不同的像素混在一起的像素阵列单元。例如，像素阵列单元可包括对可见光具有敏感度的像素和对不可见光具有敏感度的像素两者。另外，例如，像素阵列单元可包括在窄带内具有敏感度的像素和在宽带内具有敏感度的像素两者。在该像素阵列单元中，可以获得噪声少且动态范围大的数字像素信号。另外，在本技术中，固态成像装置还可包括复用器，该复用器向模数转换单元选择性地提供像素阵列单元的多个列的像素信号。在这种情况下，可以减少模数转换单元的数量，并且即使在半导体基板的安装面积窄时，也可以容易地执行安装。另外，在本技术中，第一模数转换单元和第二模数转换单元可以被布置成彼此相对，其中像素阵列单元插入在第一模数转换单元和第二模数转换单元。因此，并行地操作的第一模数转换单元和第二模数转换单元可以有效地布置在半导体基板上。根据本技术的实施例，可以减小电路尺寸并实现高速操作和低功耗。附图说明图1是示出根据实施例的CMOS图像传感器的配置示例的框图；图2是示出具有相互成比例的关系的模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B的电位变化的示例的图；图3是示出具有不同倾斜的多个模拟参考信号的波形示例的图；图4是示出在获得模拟参考信号的倾斜ΔSa和ΔSb时Vthresh与Tover之间的关系的图；图5是示出数字合成单元的第一配置示例的框图；图6是示出数字合成单元的第二配置示例的框图；图7是示出数字合成单元的第三配置示例的框图；图8是示出接收CMOS图像传感器的输出的信号处理单元的框图；图9是示出信号处理单元的信号处理示例的流程图；图10是示出信号处理单元的另一信号处理示例的流程图；图11是示出图像显示装置的硬件配置的示例的图；图12是示出CMOS图像传感器的详细配置示例的图；图13是示出单位像素的配置示例的图；图14是示出比较器的配置的图；图15是示出由定时控制电路控制的AD转换操作的流程的流程图；图16是通过定时控制电路的操作所获得的AD转换操作的示例(在输入亮度低且Vx较小时)的波形图；图17是通过定时控制电路的操作所获得的AD转换操作的示例(在输入亮度高且Vx较大时)的波形图；图18是示出如下示例的图：在该示例中，输入亮度低，Vx小，并且具有小倾斜的模拟参考信号Vref-A和具有大倾斜的模拟参考信号Vref-B两者与模拟像素信号Vx交叉；图19是示出如下示例的图：在该示例中，输入亮度高，Vx大，并且具有大倾斜的模拟参考信号Vref-B与模拟像素信号Vx交叉；图20是示出在列AD类型的CMOS图像传感器的情况下模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B的波形的图；图21是示出由控制CMOS图像传感器的操作的定时控制电路生成的波形图的图；图22是用于描述根据本技术的列AD类型的AD转换器的简洁性的图；图23是用于描述根据现有技术的列AD类型的AD转换器的复杂性的图；图24是像素阵列单元的颜色阵列示例的图；图25是示出对光(诸如，可见光和不可见光)的敏感度极大地不同的像素混在一起作为像素阵列单元的颜色阵列的示例的图；图26是示出对光(诸如，窄带的颜色和宽带的颜色)的敏感度极大地不同的像素混在一起作为像素阵列单元的颜色阵列的示例的图；图27是示出包括估计单元的数字合成单元的另一配置示例的框图；以及图28是示出两个模数转换器都准确的示例和两个模数转换器中的至少一个不准确的示例的图。具体实施方式下文中，将参照附图详细描述本公开内容的优选实施例。应注意，在该说明书和附图中，具有基本上相同的功能和结构的结构元件以相同附图标记表示，并且省略对这些结构元件的重复说明。下文中，将描述用于实现本公开内容的模式(下文中，称为“实施例”)。将按以下顺序进行描述。1.实施例2.变型示例<1.实施例>[CMOS图像传感器的配置示例]图1示出根据实施例的CMOS图像传感器100的配置示例。CMOS图像传感器100用在各种电子装置(诸如，摄像机、数码相机、安装在移动电话中的摄像装置、监视摄像装置、用于个人计算机(PC)的摄像装置等)中。这里，CMOS图像传感器是指通过应用CMOS工艺或部分地使用CMOS工艺所制造的图像传感器。CMOS图像传感器100包括像素阵列单元101、复用器102A和102B、AD(模数)转换单元103A和103B、参考信号生成器105A、放大器105B和数字合成单元108。AD转换单元103A和103B同时并行地将从像素阵列单元101的单位像素11输出的同一模拟像素信号转换成数字像素信号。复用器102A和102B选择性地将像素阵列单元101的多个列的像素信号(在该示例中为两列的像素信号)提供到AD转换单元103A和103B。由于可以使用如上所述的复用器102A和102B来减少AD转换单元103A和103B的数量，因此即使在半导体基板的安装面积窄时也可以容易地执行安装。AD转换单元103A和103B被布置成在彼此相对，其中像素阵列单元101插入在它们之间。因此，并行地进行操作的AD转换单元103A和103B可以有效地布置在半导体基板上。也就是说，即使在列宽度窄时，也可以通过相对布置来布置多个AD转换单元，因而，可以减小安装面积。同时，当不必考虑安装成本时或者当确保了足够的安装面积时，可采用单面布置。在这种情况下，数字合成单元108针对每列而布置，因而，可以进一步增大数据传送速率。AD转换单元103A以高增益对模拟像素信号进行细量化以获得数字像素信号。也就是说，AD转换单元103A将由参考信号生成器105A生成的具有小倾斜的模拟参考信号(斜坡信号)的电平与模拟像素信号的电平进行比较，并且将模拟像素信号转换成数字像素信号。AD转换单元103A包括模拟比较器106A和数字计数器107A。模拟比较器106A将由参考信号生成器105A生成的具有小倾斜的模拟参考信号的电平与从像素阵列单元101输出的模拟像素信号的电平进行比较。数字计数器107A通过对时钟脉冲进行计数来测量转换时间，并且基于转换时间的长度来测量电平值。数字计数器107A基于模拟比较器106A的比较输出，在用作斜坡信号的模拟参考信号Vref-A与模拟像素信号交叉的时间点处停止其计数操作。由数字计数器107A测量的电平值用作AD转换单元103A的输出，即转换后的数字像素信号。另外，AD转换单元103B以低增益对模拟像素信号进行粗量化以获得数字像素信号。也就是说，AD转换单元103B将由放大器105B生成的具有大倾斜的模拟参考信号(斜坡信号)的电平与模拟像素信号的电平进行比较，并且将模拟像素信号转换成数字像素信号。放大器105B对由AD转换单元103A的参考信号生成器105A生成的模拟参考信号Vref-A进行放大，并且获得具有大倾斜的模拟参考信号Vref-B。在这种情况下，模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B具有相互成比例的关系。图2示出具有相互成比例的关系的模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B的电位变化的示例。也就是说，当模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B具有相互成比例的关系时，如上所述，可以通过放大器105B获得模拟参考信号Vref-B。基于类似考虑，可通过类似于参考信号生成器105A的参考信号生成器来生成模拟参考信号Vref-B、然后通过衰减器来对模拟参考信号Vref-B进行衰减来获得模拟参考信号Vref-A。当然，可以通过类似于参考信号生成器105A的参考信号生成器来生成模拟参考信号Vref-A和Vref-B两者。AD转换单元103B包括模拟比较器106B和数字计数器107B。模拟比较器106B将模拟参考信号Vref-B的电平与从像素阵列单元输出的模拟像素信号的电平进行比较。数字计数器107B通过对时钟脉冲进行计数来测量转换时间，并且基于转换时间的长度测量电平值。数字计数器107B基于模拟比较器106B的比较输出，在用作斜坡信号的模拟参考信号Vref-B与模拟像素信号交叉的时间点处停止其计数操作。数字计数器107B测量出的电平值用作AD转换单元103B的输出，即转换后的数字像素信号。在该实施例中，模拟参考信号Vref-A的倾斜和模拟参考信号Vref-B的倾斜可以是固定的。由于倾斜是固定的，因此不需要在进行成像前调整ISO敏感度，简化了根据要成像的场景对成像参数的预测控制，因而容易操控摄像装置。另外，不需要实现用于实现调整ISO敏感度的可编程性的电路，并且简化了硬件。另外，在该实施例中，当向AD转换单元103A和103B中的数字计数器107A和107B施加的脉冲的数量达到预定数量时，AD转换单元103A和103B转移至下一操作。结果，操作速度增大，并且功耗降低。图3示出模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B的波形。Sa和Sb分别表示模拟参考信号Vref-A和Vref-B，并且横轴的计数值以一对一的方式对应于纵轴的模拟值。参照图3，纵轴(电压)表示像素的模拟输出电压，并且特别地，在遮光状态(即，接收光量为0的状态)下的平均电压由Vblack(＝0)表示，而表示最大接收光量的白电平的电压由Vwhite表示。同时，横轴(时间)表示通过数字计数器对时间进行计数而获得的值。如下基于模拟像素信号的噪声特性来获得图3所示的模拟参考信号Vref-A的倾斜ΔSa、模拟参考信号Vref-B的倾斜ΔSb以及进行AD转换所花费的时间(计数量)等。首先，作为表示要输入到AD转换单元的像素信号的特性的常数，在遮光状态(即，接收光量为0)下的像素信号的噪声的标准偏差为以下公式(4)中的σ，并且表示最大接收光量的白电平的电压为以下公式(3)中的Vwhite。常数是通过任意方法所获得的估计值。另外，作为与图像质量相关的常数，用于决定暗图像部分的图像质量的参数为以下公式(4)中的Ka，以及用于确定亮图像部分的图像质量的参数为以下公式(4)中的Kb。例如，参数Ka和Kb的正常值分别为1和1。当这些值减小时，图像质量稍微改善，但进行AD转换所花费的时间增加。为了简化描述，假设像素通过光电转换而将n个电子转换成n伏特的电压。在上述设置中，当在[0,Vwhite]的范围内的所有值被代入公式(3)和(4)中的Vthresh且评估以下公式(2)中的Tover时，决定使得Tover最小的Vthresh。Tover是进行AD转换所花费的最小时间(计数量)。图4示出Vthresh与Tover之间的关系。当获得使Tover最小的Vthresh时，相关地决定公式(4)中表示模拟参考信号Vref-A的倾斜的ΔSa、公式(4)中表示模拟参考信号Vref-B的倾斜的ΔSb、公式(3)中表示AD转换单元103A的饱和值的Ta_over、以及公式(3)中表示AD转换单元103B的饱和值的Tb_over。如上所述所获得的Tover是从定时控制电路向AD转换单元的计数器施加的最小脉冲数。也就是说，由于定时控制电路被设计为紧接在脉冲被施加到AD转换单元的计数器达Tover次之后转移至下一个操作，因此可以禁止无用的计数操作，并且可以优化操作时间。也就是说，获得了功耗降低和操作速度增大的效果。Tover＝max(Ta_over，Tb_over)···(2)数字合成单元108将通过AD转换单元103A以高增益对模拟像素信号进行细量化而获得的数字像素信号Va与通过AD转换单元103B以低增益对模拟像素信号进行粗量化而获得的数字像素信号Vb进行合成，并且输出合成结果。输入到数字合成单元108的数字像素信号Va和Vb是经受了相关双采样(CDS)处理的数字信号。CDS是用于降低像素信号的读取噪声的信号处理技术。具体地，通过CDS检测在像素的信号电荷流入电荷电压转换电路前后之间的电压电平的差，可以获得热噪声(kTC噪声)降低的输出。以下公式(5)表示在通过模拟电路(未示出)执行CDS时在AD转换结果Ta和Tb与数字像素信号Va和Vb之间的关系。图5示出数字合成单元108的第一配置示例。在图5所示的示例中，数字合成单元108包括偏移调整单元201A和201B以及组合单元206。在图5所示的示例中，数字像素信号Va和Vb均为11位信号。偏移调整单元201A和201B中的每一个均接收11位值，执行用于使黑电平移至预定值(例如，16)的偏移调整，将0以下的值重写为0以及将1023以上的值重写为1023，并将10位值输出到组合单元206。因此，有效数据可以通过具有最小位数宽度的总线输出到外部。对始终被遮光的光学黑色像素(未示出)的信号值执行统计处理的一般技术(例如，获得OPB区域内的像素的平均值的方法)被用作计算黑电平的技术。也就是说，偏移调整单元201A和201B中的每一个均执行调整以使得平均值的电平变为作为输出值的、表示黑电平的值(例如，16)。例如，当表示黑电平的值被设置为16时，-16至1007的值范围被编码为0至1023的10位数据，并以小的负电平输出。以下公式(6)表示偏移调整单元201A和201B中的偏移调整处理。也就是说，偏移调整处理是计算数字像素信号Va和Vb中的每一个与黑电平OPB之间的差的处理。组合单元206将数字像素信号Va和Vb进行组合以合成为位宽大的信号，并且将合成信号输出到外部输出线。在图5所示的示例中，通过组合单元206将11位信号Va和Vb中的每一个转换成具有20位宽度的信号。图6示出数字合成单元108的第二配置示例。在图6所示的示例中，数字合成单元108包括偏移调整单元201A和201B以及组合单元207。在图6所示的示例中，数字像素信号Va和Vb中的每一个均为11位信号。类似于图5所示的数字合成单元108中的偏移调整单元201A和201B，偏移调整单元201A和201B中的每一个均接收11位值，执行用于将黑电平移至预定值(例如，16)的偏移调整，并将10位值输出到组合单元207。组合单元207使用为输入时钟两倍的时钟来对数字像素信号Va和Vb执行交织合成。图7示出数字合成单元108的第三配置示例。在图7所示的示例中，数字合成单元108包括偏移调整单元201A和201B、确定单元202、选择单元203和组合单元204。在图7所示的示例中，数字像素信号Va和Vb中的每一个均为11位值。类似于图5所示的数字合成单元108中的偏移调整单元201A和201B，偏移调整单元201A和201B中的每一个均接收11位值并执行用于将黑电平移至预定值(例如，16)的偏移调整。确定单元202将数字像素信号Da与用作阈值的Dthresh进行比较，确定数字像素信号Da是否小于阈值，并且获得1位选择信号sel。例如，当确定数字像素信号Da为阈值或更大时，选择信号sel具有值“1”，而当确定数字像素信号Da小于阈值时，选择信号sel具有值“0”。阈值Dthresh是与图3的模拟信号的电平Vthresh的电平相对应的数字值，并且是通过对例如以下公式(7)进行计算而获得的值。Dthresh＝(Vthresh-Vblack)/ΔSa…(7)以下公式(8)表示确定单元202中的确定处理。也就是说，确定处理是将A系统的数字像素信号Da与阈值Dthresh进行比较并决定选择信号sel的值的处理。确定处理不限于使用A系统的数字像素信号Da的方法，而是可以是例如使用B系统的数字像素信号Db的方法。在这种情况下，选择信号sel可以是通过将B系统的数字像素信号Db与具有等效于A系统的阈值Ta_over的电平的阈值进行比较而获得的。等效电平是指与模拟像素信号几乎为相同电平的A系统的数字值相对应的B系统的数字值。基于选择信号sel，选择单元203在确定数字像素信号Da小于阈值时提取数字像素信号Da，而在确定数字像素信号Da为阈值以上时提取数字像素信号Db。以下公式(9)表示选择单元203中的选择处理。也就是说，选择处理是根据选择信号sel的值来选择A系统的数字像素信号Da或B系统的数字像素信号Db并决定数字像素信号Dc的处理。组合单元204将选择单元203提取的数字像素信号Dc与选择信号sel组合为一个字(11位信号)，并且将所组合的一个字输出到外部输出线。图8示出接收CMOS图像传感器100的输出的信号处理单元1091。信号处理单元1091对由CMOS图像传感器100成像的信号进行处理。当CMOS图像传感器100的数字合成单元108采用图5或图6的配置时，信号处理单元1091根据稍后将描述的图9的流程图执行选择处理和倍率校正处理并然后执行一般的摄像装置信号处理。当CMOS图像传感器100的数字合成单元108采用图7的配置时，信号处理单元1091根据稍后将描述的图10的流程图来执行倍率校正处理和一般的摄像装置信号处理。一般的摄像装置信号处理是指通过执行白平衡处理、去马赛克处理、色调映射处理、伽马校正处理等将成像的信号转换成图像数据的处理。图9是示出在数字合成单元108采用图5或图6的配置时信号处理单1091的信号处理示例的流程图。从具有图5或图6的配置的数字合成单元108输出的成像信号包括数字像素信号Da(对应于图5或图6的输出数据的A0至A9)以及数字像素信号Db(对应于图5或图6的输出数据的B0至B9)。在步骤ST11中，根据通过公式(8)获得的选择信号sel的值，通过公式(9)决定数字像素信号Dc的值。接下来，在步骤ST12中，根据选择信号sel的值来对每个像素信号Dc执行倍率校正处理以获得像素信号D的值。以下公式(10)表示倍率校正处理。也就是说，倍率校正处理是根据选择信号sel的值将数字像素信号Dc乘以ΔSa或ΔSb并校正倍率的处理。在获得关于所有像素的像素信号D之后，在步骤ST13中，执行一般的摄像装置信号处理以获得被人作为数字照片观看的图像数据。图10是示出在数字合成单元108采用图7的配置时信号处理单元1091的信号处理示例的流程图。从具有图7的配置的数字合成单元108输出的成像信号包括数字像素信号Dc(对应于图7的输出数据的C0至C9)以及选择信号sel(对应于图7的输出数据的sel)。在步骤ST12中，类似于图9的流程图的步骤ST12，根据选择信号sel的值来对每个像素信号Dc执行倍率校正处理以决定像素信号D的值。在获得关于所有像素的像素信号D之后，在步骤ST13中，执行一般的摄像装置信号处理以获得被人作为数码照片观看的图像数据。另外，在图像传感器100与信号处理单元1091之间的传输路径中，可使用信息压缩装置和信息解压缩装置来进一步减少信息量，然后对其进行传递。图像传感器100和信号处理单元1091可安装在单个装置或不同装置中。也就是说，信号处理单元1091可安装在与图像传感器100分开的数字信号处理器(DSP)中。图像传感器100与信号处理单元1091之间的传输路径不限于直接连接，并且可涉及计算机或互联网。也就是说，可通过存储装置、网络等执行存储传输。图27示出了数字合成单元108还设置有估计单元401的示例，该估计单元401使得模拟增益尽可能准确地与数字增益匹配。估计单元401接收多个数字像素信号Da和多个数字像素信号Db，并且执行根据接收到的信息来估计与模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B的倾斜相对应的信息的计算。所估计的信息作为校正信息402被输出到后一级的信号处理单元1091。估计单元401生成的校正信息402用于更准确地执行通过由信号处理单元1091执行的倍率校正处理来校正倍率的计算。由于参考信号生成器105A和放大器105B是模拟电路，所以需要校正信息402，并且因而，制造误差很可能发生。例如，即使当指定模拟电路以使得模拟参考信号的倾斜为10电子/步长(STEP)时，也很可能包括诸如9.7电子/步长的误差，并且难以制造准确的模数转换器。如果即使在模拟参考信号的倾斜不准确(例如，9电子/步长)时也假设为10电子/步长来执行倍率校正，则出现了诸如所得到的图像中示出的颜色变化的问题。图28(a)示出两个模数转换器均准确的示例，以及图28(b)示出两个模数转换器中的至少一个不准确的示例。在该示例中，假设包括一个模数转换器的A系统的倾斜为1电子/步长，而假设包括另一模数转换器的B系统的倾斜为10电子/步长，即，两个模数转换器均是准确的。也就是说，A系统的数字值具有为B系统的数字值的10倍的倍率。例如，图28(a)中与B系统的值10以上且小于11对应的A系统的值为100以上且小于110。然而，当两个模数转换器不准确且给出A系统的数字值为B系统的数字值的9.7倍的倍率时，如图28(b)所示，与B系统的值10以上且小于11对应的A系统的值为97以上且小于107。此时，可以通过利用约100/97倍的校正值对A系统的值进行转换来将倍率准确地校正为相等的，如图28(a)中那样。因此，当使用100/97倍的值作为校正信息402来执行通过由信号处理单元1091执行的倍率校正处理而校正倍率的计算时，可以执行更准确的校正。当测量A系统的数字像素信号的值相对于B系统的数字像素信号的值的分布并将其评估为不准确分布时，优选地获得用于对数字像素信号进行转换以得到对应于B系统的值的准确分布的校正值，作为校正信息402。获得校正值的方法可以简单地描述如下：与B系统的值10相对应的A系统的值如图28(a)所示的那样理想地为100，但当与B系统的值10相对应的A系统的值的最小值如图28(b)所示的那样实际上为97时，根据两个值的比率获得100/97倍作为校正值，但获得校正值的方法不限于该示例。图11是示出根据实施例的图像显示装置的硬件配置的示例的图。这里，便携式装置被假设为图像显示装置的具体示例。便携式装置包括用于进行拍摄的成像单元1001、信号处理单元1005和闪速ROM1023，并且包括用于图像显示的图像处理单元1021和显示单元1031。便携式装置还包括用于执行总体控制的处理器1011、只读存储器(ROM)1012和随机存取存储器(RAM)1013。便携式装置还包括获取加速度、角速度位置、方向等的传感器单元1006。便携式装置还包括用于进行数据通信的数据通信单元1024和天线1034。便携式装置还包括用于进行音频输入和输出的音频输入单元1025和音频输出单元1026。另外，便携式装置包括用户通过其执行操作的操作单元1022。成像单元1001是包括用作成像元件的CMOS图像传感器1004(对应于图8的CMOS图像传感器100)的光电转换器，并且通过光学组件在成像平面上形成图像。成像单元1001包括作为光学组件的光学滤波器1008、光学透镜1002、光学光圈1003等。信号处理单元1005(对应于图8的信号处理单元1091)执行通过摄像装置信号处理(诸如，白平衡处理、去马赛克处理、色调映射处理和伽马校正)将由成像单元1001成像的图像信号转换成图像数据的处理。闪速ROM1023记录由信号处理单元1005处理的图像数据。图像处理单元1021是具有通过对图像数据执行坐标变换来描绘图像数据的功能的图形处理器。显示单元1031显示由图像处理单元1021描绘的图像数据，并且包括例如液晶显示装置(LCD)。处理器1011负责整个便携式装置的处理，并且使用RAM1013作为工作区。用于控制成像单元1001的程序、信号处理单元1005的程序和用于对图像数据执行记录控制和回放控制等的程序被写入ROM1012中。数据通信单元1024包括与具有数据通信功能的另一装置进行数据通信的调制解调器电路。天线1034发送或接收用于通过无线方案进行数据通信的射频信号。可通过使用铜线或光纤的有线方案来执行数据通信。音频输入单元1025接收从用户提供的音频输入，并且音频输出单元1026向用户提供音频输出。操作单元1022是接收来自用户的操作输入的操作装置，并且包括快门按钮、数字键盘、方向键、触摸板等。[CMOS图像传感器的详细配置示例]图12示出了CMOS图像传感器100的详细配置。CMOS图像传感器100包括单位像素11二维地布置成矩阵形式的像素阵列单元10(对应于图1的像素阵列单元101)、用于驱动像素阵列单元10的每个像素11的外围驱动系统和信号处理系统。定时控制电路31、参考信号生成器35、行扫描电路36、列扫描电路37、列AD单元20、复用器21(对应于图1的复用器102A和102B)以及数字合成单元39(对应于图1的数字合成单元108)被设置为外围驱动系统和信号处理系统。驱动系统和信号处理系统可被集成在与像素阵列单元10相同的半导体基板(芯片)上，或者可通过多芯片安装或堆叠安装(stackingmounting)而安装在不同的半导体基板上并连接到像素阵列单元10。单位像素11是光电转换元件，并且根据接收光量输出像素信号。单位像素11的输出由行控制线13(13-1至13-n)控制。行扫描电路36执行控制以使得输出任何一行的单位像素11的像素信号。从单位像素11输出的像素信号被传送到垂直信号线12(12-1和12-2)，然后由复用器(开关)21选择，并经受列AD单元20进行的模数转换。复用器21将端子x选择性地连接到端子a或端子b以传送像素信号。该选择由定时控制电路31来控制。列AD单元20包括以列布置的AD转换器29(对应于图1的AD转换单元103A和103B)。AD转换器29通过比较器22(对应于图1的模拟比较器106A和106B)将像素信号25的电平与参考信号32的电平进行比较，并且将二进制结果应用于计数器电路23(对应于图1的数字计数器107A和107B)。比较器22包括使用PSET信号33作为触发的自动归零电路，并且使得作为像素信号25与参考信号32之间的电平差的偏移为零。基本上，使得偏移为零，但可应用预定的小偏移，使得参考信号与像素信号交叉且比较器22的输出反转。计数器电路23从定时控制电路31接收计数器控制信号34、计数器复位、计数器时钟和计数方向，并且执行计数操作。计数器时钟被比较器22的输出掩盖，并且获得与像素信号25的电平相应的数字值。参考信号生成器35(对应于图1的参考信号生成器105A和放大器105B)生成在进行测量时单调减小的参考信号32。总线缓冲器24控制输出，并且根据列扫描电路37的选择信号将值输出到水平输出线38。由于可以并行地执行AD转换操作和传送操作，因此具有锁存器的总线缓冲器是期望的，但锁存功能不是必须的。在该实施例中，将总线缓冲器24描述为具有锁存器的总线缓冲器。具有锁存器的总线缓冲器在目的方面不同于在现有技术的时间分割方案中作为必要元件的存储器。设置总线缓冲器24是为了使得并行地执行AD转换操作和转换值输出操作而与AD转换的本质操作无关，并且在进行当前行的AD转换时输出前一行的AD转换值。数字合成单元39同时从两个系统的水平输出线38接收值，对所接收到的值执行数字合成处理，并将处理结果输出到外部输出线40。定时控制电路31使用主时钟MCK作为操作定时的基准来对CMOS图像传感器的整个操作序列进行控制。[单位像素的配置示例]图13示出单位像素11的配置示例。例如，单位像素11包括作为光电转换元件的光电二极管111。对于一个光电二极管111，单位像素11包括四个晶体管作为有源元件，即用作转移元件的转移晶体管112、用作复位元件的复位晶体管113、放大晶体管114和选择晶体管115。光电二极管111执行将入射光转换成具有与其光量相应的量的电荷(这里，为电子)的光电转换。转移晶体管112连接在光电二极管111与用作输出节点的浮置扩散FD之间。当通过转移控制线LTx将驱动信号TG施加到转移晶体管112的栅极(转移栅极)时，转移晶体管112转移经受了用作光电转换元件的光电二极管111进行的光电转换的电子。复位晶体管113连接在电源线VLDD与浮置扩散FD之间。当通过复位控制线LRST将复位RST施加到复位晶体管113的栅极时，复位晶体管113将浮置扩散FD的电位复位为电源线LVDD的电位。放大晶体管114的栅极连接到浮置扩散FD。放大晶体管114通过选择晶体管115连接到垂直信号线12，并且与像素外部的恒流源一起构成源极跟随器。另外，通过选择控制线LSEL将控制信号(地址信号或选择信号)SEL施加到选择晶体管115的栅极以使选择晶体管115导通。当选择晶体管115导通时，放大晶体管114放大浮置扩散FD的电位，并且将与该电位相应的电压输出到垂直信号线12。从每个像素输出的电压(模拟像素信号)通过垂直信号线12被输出到列AD单元20(参见图12)。在该实施示例中，在垂直信号线12与列AD单元20之间使用复用器21。例如，由于控制线以行为单位连接到转移晶体管112、复位晶体管113和选择晶体管115的栅极，因此同时对一行的像素并行地执行上述操作。在单位像素单元11中所配线的复位控制线LRST、转移控制线LTx和选择控制线LSEL以像素阵列中的行为单位而被配线作为一组。由用作像素驱动单元的行扫描电路36来驱动复位控制线LRST、转移控制线LTx和选择控制线LSEL。[比较器的配置示例]图14示出了比较器22的配置示例。比较器22包括以差分放大器作为基本配置的差分比较器。参照图14，差分放大器包括源极被共同连接的Nch.的输入晶体管对311和312、连接在输入晶体管对311和312的栅极与电源VDD之间的并包括被共同连接的栅极的Pch.的晶体管对313和314，以及连接在输入晶体管对311和312的源极共同连接节点与地之间的Nch.的电流源晶体管315。在差分放大器中，Pch.的晶体管316和317分别连接在输入晶体管对311和312的栅极与漏极之间。晶体管316和317起到在低有效的复位脉冲PSET被施加到其栅极时导通的复位单元的作用，使得输入晶体管对311和312的栅极和漏极短路，并且使电容器318和319复位以使得晶体管对311和312的栅极各自的电压(即，比较器22的两个输入端各自的电压)具有输出的反转电平。这样，可以调整稍后将描述的操作范围。另外，通过使得晶体管316和317在尺寸上不同，要复位的输出的反转电平可稍微偏离。这被称为将在AD操作期间反转比较器22的输出的技术。输入晶体管对311和312的栅极分别连接到电容器318和319的一端。电容器318和319向输入电压施加偏移，以调整稍后将描述的操作范围。电容器318的另一端连接到列信号线12，通过该列信号线12，传送从像素阵列单元10的每个单位像素11输出的模拟像素信号Vx。电容器319的另一端连接到参考信号线32，通过该参考信号线32，传送由参考信号生成器35生成的模拟参考信号Vref。在图14所示的比较器22中，紧接在模拟像素信号Vx与模拟参考信号Vref的比较开始之前激活复位脉冲PSET(低有效)。结果，晶体管316和317导通，输入晶体管对311和312的栅极和漏极短路，并且输入晶体管对311和312的操作点被复位为漏极电压。在该操作点处，几乎抵消了差分放大器的两个输入端电压的偏移分量，即，输入晶体管对311和312的栅极电压的偏移分量(模拟像素信号Vx和模拟参考电压Vref的DC偏移以及由于输入晶体管对311和312之间的阈值差而引起的偏移)。也就是说，差分放大器的两个输入端电压变得几乎彼此相同(自动归零操作)。通过此自动归零操作，调整操作范围，以使得在执行模拟像素信号Vx与模拟参考信号Vref的比较时，由晶体管构成的比较器在可有效操作的电压电平下操作。比较器22输出表示模拟像素信号Vx与模拟参考信号Vref之间的大小关系的二进制结果(out2)。将参照图15的流程图描述由定时控制电路31控制的AD转换操作的流程。图16和图17是示出通过定时控制电路31的操作而获得的AD转换操作的示例的波形图。图16示出了输入亮度低且Vx小的示例，并且图17示出了输入亮度高且Vx大的示例。图16和图17的S1至S5分别对应于图15的步骤ST1至ST5。“FD复位”表示用于对像素11的浮置扩散FD的电平进行复位的信号线的状态。“FD读取”表示用于控制向像素11的浮置扩散FD的电荷转移的信号线的状态。“Vref-A”表示模拟参考信号32A的电位。“Vref-B”表示模拟参考信号32B的电位。“Vx”表示模拟像素信号25的电位。“Vco-A”表示比较器22-A的输出电平。“Vco-B”表示比较器22-B的输出电平。“CK”表示通过计数器控制信号34而给出的计数器时钟(时钟脉冲)，以及“Updown(上下)”表示通过计数器控制信号34给出的计数方向。“计数器A”表示计数器电路23-A的内部计数值。“计数器B”表示计数器电路23-B的内部计数值。在步骤ST1中，执行以下操作。也就是说，行扫描电路36选择像素阵列单元10的预定像素列，并且复用器21选择预定的列信号线12。另外，将像素11的浮置扩散FD的电平复位，将从参考信号生成器35输出的模拟参考信号32的电平复位，并且将计数器电路23的计数方向设置为“减小”。接下来，在步骤ST2中，通过PSET信号33来对比较器22进行复位。接下来，在步骤ST3中，将计数器时钟CK输出到计数器时钟34达Kp次，并且测量P相电平(像素11的复位电平)。在这种情况下，在模拟像素信号Vx与模拟参考信号Vref交叉的时间点处，计数器时钟被比较器22的输出掩盖，并且计数器电路23停止其计数操作。接下来，在步骤ST4中，执行以下操作。也就是说，将从参考信号生成器35输出的模拟参考信号32的电平复位。另外，将计数器电路23的计数方向设置为“增加”。将模拟像素信号传送到像素11的浮置扩散FD。在传送之后，使光电子接收阱复位。接下来，在步骤ST5中，将计数器时钟CK输出到计数器电路23达Tvoer次，并且测量D相电平。在这种情况下，在模拟像素信号Vx与模拟参考信号Vref交叉的时间点处，计数器时钟被比较器22的输出掩盖，并且计数器电路23停止其计数操作。计数值的结果表示通过基于计数器电路23的递减计数对P相电平的测量以及基于计数器电路23的递增计数对D相电平的测量而得到的“D相电平-P相电平”，并且表示经受了CDS、没有变化的每个像素的数字像素信号。以下公式(11)表示在如上所述那样对P相和D相执行了两次AD转换并对电压电平的差数字地执行CDS时，在AD转换结果Ta_p、Ta_d、Tb_p和Tb_d与数字像素信号Va和Vb之间的关系。接下来，在步骤ST6中，将计数器电路23的计数值输出到总线缓冲器24。在由定时控制电路31控制的AD转换操作中，重复地执行上述步骤ST1至ST6的操作。当输入亮度低且Vx小时，具有小倾斜的模拟参考信号Vref-A和具有大倾斜的模拟参考信号Vref-B在测量D相电平时与模拟像素信号Vx交叉(参见图18)。因此，在这种情况下，计数器电路23A和23B的量化步长宽度不同，但其计数值表示有效数字像素信号。另一方面，当输入亮度高且Vx大时，具有大倾斜的模拟参考信号Vref-B在测量D相电平时与模拟像素信号Vx交叉(参见图19)。因此，在这种情况下，计数器电路23B的计数值表示有效数字像素信号。图20示出模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B的波形。这里，具体地，图20示出了采用列AD转换器时的波形。纵轴(电压)表示像素的模拟输出电压。这里，在遮光状态下(即，在接收光量为0的状态下)的平均电压由Vblack表示，并且表示最大接收光量的白电平的电压由Vwhite表示。另外，横轴(时间)表示作为数字计数器计数得到的值的时间。在列AD转换器的情况下，图12的参考信号生成器35与比较器22之间的距离根据对应列而不同，因而，参考信号32的波形经历与该距离相应的延迟。由于该延迟，由参考信号生成器35生成的模拟参考信号Vref-A和模拟参考信号Vref-B的波形根据列而不同。例如，Sa表示模拟参考信号Vref-A的波形，最靠近参考信号生成器35A的列的信号波形由Sa_near表示，距参考信号生成器35A最远的列的信号波形由Sa_far表示，以及位于两列的中点的列的信号波形由Sa_mid表示。也就是说，将纵轴的模拟值转换成横轴的数字值的功能根据列的位置而不同。模拟参考信号Vref-A的最远列相对于最近列的延迟量由Ta_delay表示。类似地，Sb表示模拟参考信号Vref-B的波形，最靠近参考信号生成器35B的列的信号波形由Sb_near表示，距参考信号生成器35B最远的列的信号波形由Sb_far表示，以及位于两列的中点的列的信号波形由Sb_mid表示。也就是说，将纵轴的模拟值转换成横轴的数字值的功能根据列的位置而不同。模拟参考信号Vref-B的最远列相对于最近列的延迟量由Tb_delay表示。另外，紧接在电压从上限开始下降之后，示出了曲线状瞬变现象。也就是说，在图20的原点周围的波形的下降部分内示出了曲线，并且在较远的列而不是较近的列中显著地示出该曲线。瞬变现象逐渐变弱，不稳定现象逐渐变强，所以变成了稳定状态。因此，在需要IO特性的线性度的AD转换中使用不稳定现象强的部分。也就是说，当模拟参考信号Vref-A的起始电压被设置为Va_setback且模拟参考信号Vref-B的起始电压被设置为Vb_setback时，可以使用作为像素信号的值范围的范围[Vblack,Vwhite](即，不稳定现象强的部分(图20的稳定状态的范围))而不使用瞬变现象强的部分(图20的瞬态的范围)来获得IO特性的线性度高的转换结果。为了简化描述，在图20中，Vblack的电平被用作纵轴的原点。Vblack的电平由于温度变化等的影响而经历小电压变化。然而，由于描述会是复杂的，因此，这里图20中未示出Vblack的电平的变化。图20中未示出据此而变化的Vwhite和Vthresh的电平的变化。当考虑了这些变化时，例如，可在Vwhite变化时使用Vwhite的最大值、在Vthresh变化时使用Vthresh的最小值以及在Vblack变化时使用Vblack的最小值来解决问题、基于模拟像素信号的噪声特性来获得图20中所示的模拟参考信号Vref-A的倾斜ΔSa、模拟参考信号Vref-B的倾斜ΔSb以及进行AD转换所花费的时间(计数量)Tover等。首先，作为表示输入到AD转换器的像素信号的特性的常数，在遮光状态下(即，接收光量为0)的像素信号的平均电压是以下公式(14)和(15)中的Vblack，在遮光状态下(即，接收光量为0)的像素信号的噪声的标准偏差是公式(14)中的σ，以及表示最大接收光量的白电平的电压是以下公式(13)和(15)中的Vwhite。对应于白电平的电子数量是公式(15)中的Ewhite。另外，模拟参考信号Vref-A的起始电压是公式(13)中的Va_setback，以及模拟参考信号Vref-B的起始电压是公式(13)中的Vb_setback。模拟参考信号Vref-A的最远列相对于最近列的延迟量是公式(13)中的Ta_delay，以及模拟参考信号Vref-B的最远列相对于最近列的延迟量是公式(13)中的Tb_delay。这些常数是通过任意方法而获得的估计值。另外，作为与图像质量相关的常数，用于决定暗图像部分的图像质量的参数是公式(14)中的Ka，以及用于决定亮图像部分的图像质量的参数是公式(14)中的Kb。例如，参数Ka和Kb的正常值分别为1和1。当这些值减小时，存在图像质量稍微改善但进行AD转换所花费的时间增加的折衷，因而，根据用户的请求来决定参数。在上述设置中，当将[0,Vwhtie]的范围内的所有值代入公式(13)和(14)中的Vthresh并评估以下公式(12)中的Tover时，决定使得Tover最小的Vthresh。Tover是进行AD转换所花费的最少时间(计数量)。当获得使得Tover最小的Vthresh时，相关地决定公式(14)中表示模拟参考信号Vref-A的倾斜的ΔSa、公式(14)中表示模拟参考信号Vref-B的倾斜的ΔSb、公式(13)中表示AD转换单元29A的饱和值的Ta_over以及公式(13)中表示AD转换单元29B的饱和值的Tb_over。如上所述那样所获得的Tover是从定时控制电路31向AD转换器29A和29B施加的脉冲的最小数量。也就是说，由于定时控制电路31被设计为紧接在脉冲被施加到AD转换器29A和29B的计数器达Tvoer次之后转移至下一操作，因此可以禁止无用的计数操作，并且可以优化操作时间。也就是说，获得了功耗降低并且操作速度增大的效果。考虑到装置特性的变化，可将Tover的实际值设置为稍大的值。另外，噪声特性不限于热噪声和短噪声，并且类似于上述描述，可根据模拟像素信号中所包括的所有噪声(诸如，暗电流噪声和随机电报噪声)获得使得Tvoer最小的Vthresh。Tover＝max(Ta_over，Tb_over)…(12)图21是由控制CMOS图像传感器100的操作的定时控制电路31生成的波形图。VS是表示一帧时间段的垂直同步信号。基本上，Vs表示CMOS图像传感器100的像素阵列单元10以图像为单位执行处理的定时。HS是表示一个水平扫描时间段的水平同步信号。基本上，HS表示CMOS图像传感器100的像素阵列单元10以行为单位执行处理的定时。基本上，以行为单位执行处理，但CMOS图像传感器100执行处理以使得使用复用器21将每行分割成偶数列和奇数列。在这点上，按HS的每个定时顺序地选择第一行到第n行，以及在每行内顺序地选择偶数列和奇数列。具体地，行扫描电路36通过行信号线13选择行，并且复用器21选择列信号线12。在波形图中，使用复用器21的端名称，将偶数列称为“a列”，并且将奇数列称为“b列”。AD转换器29响应于每个水平同步信号HS来执行AD转换操作。AD转换器29获得的结果的输出由总线缓冲器24控制，并且使用水平输出线38顺序地输出结果。也就是说，随着列扫描电路37顺序地扫描总线缓冲器24，计数器电路23的计数值通过水平输出线38传送到数字合成单元39。具有锁存器的总线缓冲器24具有如下优点：可以并行地执行AD转换操作和传送操作，因而，可以执行高速传输，但是锁存功能不是必需的。具体地，本技术适合于安装有图22所示的列AD类型的AD转换器并执行数字CDS的配置。像素的信号电平Vx表示在P相的时间段期间的复位电平，并且表示在D相的时间段期间的信号电平。当测量P相电平和D相电平时，通过同时将信号电平Vx与两种类型的参考信号Vref-A和Vref-B进行比较来测量这些电平。计数器A和计数器B在P相的负方向上执行计数，在D相的正方向上执行计数，并且测量电平差。也就是说，计数器A和计数器B中的每一个均执行数字CDS。也就是说，仅使用两个计数器来实现本技术。同时，图23示出了安装有列AD类型的AD转换器并执行数字CDS的配置的实现示例，以便将本技术与现有技术进行比较。在现有技术中，为了通过时间分割区别分辨率，在P相内使用参考信号Vref-B之后，使用参考信号Vref-A、通过时间分割来进行比较，并接着在D相内使用参考信号Vref-A之后，使用参考信号Vref-B、通过时间分割来进行比较。计数器是对AD转换器中的时间进行计数的计数器。在现有技术中，由于需要在通过时间分割区别分辨率时执行值的暂时撤回(retreat)，因此需要诸如作为现有技术的部件的线路存储器A和线路存储器B的线路存储器，因而，电路的尺寸增大。根据操作，执行利用线路存储器对值的加载和存储，因而，存在控制复杂的缺点。另外，需要存储通过比较器的自动归零来调整的模拟电平。因而，需要模拟存储电路(模拟线路存储器)，并因此存在电路尺寸增大的缺点。另外，由于通过时间分割来区别分辨率，因此就高速性能而言，现有技术不是理想的。也就是说，相比于现有技术，本技术使得电路尺寸更小、速度更快，并且更加优良。通过该特征获得了低功耗的效果。[像素阵列单元的颜色阵列]将描述像素阵列单元101(像素阵列单元10)的颜色阵列示例。例如，像素阵列单元101具有图24中所示的为拜尔阵列的颜色阵列。在该实施例中，使用倾斜不同的两个模拟参考信号Vref-A和Vref-B来将模拟像素信号Vx转换成数字像素信号，因而，甚至可以将本技术适当地应用于光谱敏感度极大地不同的像素混合的颜色阵列，如在以下(1)和(2)中那样。也就是说，可以在噪声小的大动态范围内对需要大于现有技术的RGB的动态范围的像素的信号进行转换，而与信号电平是小还是大无关。简而言之，在现有技术中，在执行捕获之前改变ISO敏感度，但在根据本技术的AD转换方法中，不需要在捕获前改变ISO敏感度，并且可混合光谱敏感度极大地不同的像素。(1)像素阵列单元101的颜色阵列包括在对光(诸如，可见光和不可见光)的敏感度方面极大地不同的像素。例如，图25(a)示出该示例的颜色阵列，并且可见光(R、G和B)的像素和不可见光(IR)的像素混在一起。图25(b)示出了像素的滤色器的光谱透射率，横轴表示光的波长，以及纵轴表示光谱透射率。在该示例中，不可见光(IR)的像素的敏感度优于可见光(R、G和B)的像素的敏感度。在这种情况下，例如，可以主要通过具有高增益的AD转换单元103A对可见光(R、G和B)的像素的模拟像素信号进行转换，同时主要通过具有低增益的AD转换单元103B对不可见光(IR)的像素的模拟像素信号进行转换。(2)像素阵列单元101的颜色阵列包括在光的敏感度(诸如，窄带的颜色和宽带的颜色)方面极大地不同的像素。例如，图26(a)示出了该示例的颜色阵列，并且窄带的颜色(R、G和B)的像素和宽带的颜色(W)的像素混在一起。图26(b)示出了像素的滤色器的光谱透射率，横轴表示光的波长，以及纵轴表示光谱透射率。在该示例中，宽带的颜色(W)的像素的敏感度优于窄带的颜色(R、G和B)的像素的敏感度。在这种情况下，例如，可以主要通过具有高增益的AD转换单元103A将窄带的颜色(R、G和B)的像素的模拟像素信号进行转换，同时主要通过具有低增益的AD转换单元103B对宽带的颜色(W)的像素的模拟像素信号进行转换。如上所述，在图1所示的CMOS传感器100中，使用具有不同倾斜的模拟参考信号、通过两个独立的AD转换单元103A和103B对从单位像素11输出的像素信号进行转换。也就是说，布置了将模拟参考信号的电平与模拟像素信号的电平进行比较并将模拟像素信号转换成数字像素信号的两个AD转换单元，并且数字合成单元108同时读取并合成从两个AD转换单元103A和103B输出的数字像素信号，并接着输出合成值。不是通过时间分割来执行使用具有不同倾斜的模拟参考信号的AD转换，并且不需要在现有技术的时间分割方案中所需的临时存储结果的线路存储器。因此，电路尺寸减小，并且产品的成本降低。另外，由于可以减少AD转换时间，因此，可以执行高速操作，并且可以实现低功耗。另外，在图1所示的CMOS图像传感器100中，通过两个独立的AD转换单元103A和103B对模拟像素信号进行转换，但通过复用器102将像素阵列单元101的两列的像素信号选择性地提供到一个AD转换单元。因此，可以抑制AD转换单元的数量的增加。因此，即使当半导体基板的安装面积窄时，也可以容易地执行安装。另外，在图1所示的CMOS图像传感器100中，AD转换单元103A和103B被布置成彼此相对，其中像素阵列单元101插入在它们之间。因此，并行地进行操作的两个AD转换单元103A和103B可以有效地布置在半导体基板上。也就是说，即使当列宽度窄时，也可以通过相对布置来布置多个AD转换单元，因而，可以减小安装面积。同时，当不需要考虑安装成本时或者当确保了足够的安装面积时，可采用单面布置。在这种情况下，当对于每组AD转换单元103A和103B，数字合成单元108并行地配置以使得一个数字合成单元108以列为单位布置时，CMOS图像传感器100的操作速度和数据传输速率可以增加得较多。另外，在图1所示的CMOS图像传感器100中，AD转换单元103A和103B中的模拟参考信号Vref-A和vref-B的倾斜分别是基于像素信号的噪声特性而获得的倾斜ΔSa和ΔSb。因此，参考信号生成器可以由简单的积分器来配置并简单地实现。另外，在图1所示的CMOS图像传感器100中，AD转换单元103A和103B中的模拟参考信号Vref-A和Vref-B的倾斜具有相互成比例的关系。因此，一个模拟参考信号生成器可以用放大器或衰减器来配置，并且产品成本因而可以降低。此外，在图1所示的CMOS图像传感器100中，当施加于对AD转换单元103A和103B中的转换时间进行测量的计数器的脉冲的数量达到预定数量Tover时，AD转换单元103A和103B转移至下一操作。因此，可以高速地执行操作，并且可以降低功耗。<2.变型示例>在上述实施例中，两个AD转换单元并行地布置，但可以类似地配置并行地布置有三个以上AD转换单元的CMOS图像传感器，并且可以进一步增大数字像素信号的动态范围。也就是说，本技术甚至可以成功地应用于饱和电子量大的固态成像装置。另外，本技术还可以如下配置。(1)一种固态成像装置，包括：第一模数转换单元，将具有第一倾斜的模拟参考信号的电平与从像素阵列单元输出的模拟像素信号的电平进行比较，并将所述模拟像素信号转换成第一数字像素信号；第二模数转换单元，将倾斜不同于具有所述第一倾斜的模拟参考信号的、具有第二倾斜的模拟参考信号的电平与所述模拟像素信号的电平进行比较，并将所述模拟像素信号转换成第二数字像素信号；以及数字合成单元，将所述第一数字像素信号与所述第二数字像素信号进行合成，并输出合成结果。(2)根据(1)所述的固态成像装置，其中，所述数字合成单元包括：确定单元，在所述第一数字像素信号和所述第二数字像素信号之中，将使用具有小倾斜的模拟参考信号所转换的数字像素信号当作一个数字像素信号，将使用具有大倾斜的模拟参考信号所转换的数字像素信号当作另一数字像素信号，将所述一个数字像素信号与预定阈值进行比较以确定大小关系，并且获得选择信号，选择单元，在基于所述选择信号确定所述一个数字像素信号小于所述预定阈值时提取所述一个数字像素信号，而在确定所述一个数字像素信号等于或大于所述预定阈值时提取所述另一数字像素信号，以及组合单元，将所提取的数字像素信号与所述选择信号进行组合，并输出组合信号。(3)根据(2)所述的固态成像装置，还包括：信号处理单元，接收所述数字合成单元的输出信号，并且基于与所述数字像素信号组合的所述选择信号来对所述数字像素信号执行倍率校正。(4)根据(1)所述的固态成像装置，其中，所述数字合成单元将所述第一数字像素信号与所述第二数字像素信号组合以合成为位宽大的信号并输出合成结果，或者对所述第一数字像素信号和所述第二数字像素信号进行交织和合成并输出合成结果。(5)根据(4)所述的固态成像装置，还包括：信号处理单元，对所述数字合成单元的输出信号进行处理，其中，所述信号处理单元包括：确定单元，在所述第一数字像素信号和所述第二数字像素信号之中，将使用具有小倾斜的模拟参考信号所转换的数字像素信号当作一个数字像素信号，将使用具有大倾斜的模拟参考信号所转换的数字像素信号当作另一数字像素信号，将所述一个数字像素信号与预定阈值进行比较以确定大小关系，并且获得选择信号，选择单元，在基于所述选择信号确定所述一个数字像素信号小于所述预定阈值时提取所述一个数字像素信号，而在确定所述一个数字像素信号等于或大于所述预定阈值时提取所述另一数字像素信号，以及信号处理单元，基于所述选择信号来对所提取的数字像素信号执行倍率校正。(6)根据(1)所述的固态成像装置，其中，所述数字合成单元进一步包括估计单元，所述估计单元计算用于准确地执行倍率校正的校正信息。(7)根据(6)所述的固态成像装置，其中，所述估计单元获得用于转换数字像素信号的校正值，以使得数字像素信号的不准确分布变为准确分布。(8)根据(1)至(7)中任一项所述的固态成像装置，所述第一倾斜和所述第二倾斜均是基于所述像素信号的噪声特性而获得的倾斜。(9)根据(1)至(8)中任一项所述的固态成像装置，其中，所述模数转换单元在施加于对所述模数转换单元中的转换时间进行计数的计数器的脉冲达到预定数量时转移至下一操作。(10)根据(8)或(9)所述的固态成像装置，其中，在光量为0时的噪声的标准偏差由σ(电子)表示，像素的饱和电子的数量由Vwhite表示，以及参数由Ka和Kb表示的情况下，根据使得以下公式(16)的Tover最小的Vthresh，所述第一倾斜被赋予为ΔSa，所述第二倾斜被赋予为ΔSb,，以及所述模数转换单元中的所述预定数量被赋予为Tover。Tover＝max(Vthresh/ΔSa，Vwhite/ΔSb)···(16)(11)根据(8)或(9)所述的固态成像装置，其中，在光量为0时的噪声的标准偏差由σ(电子)表示，像素的饱和电子的数量由Vwhite表示，参数由Ka和Kb表示，具有所述第一倾斜的模拟参考信号的起始电压由Va_setback表示，具有所述第二倾斜的模拟参考信号的起始电压由Vb_setback表示，具有所述第一倾斜的模拟参考信号的、最远列相对于最近列的延迟量由Ta_delay表示，在光量为0时的像素信号的平均电压由Vblack表示，对应于白电平的电子数量由Ewhite表示，以及具有所述第二倾斜的模拟参考信号的、最远列相对于最近列的延迟量由Tb_delay表示的情况下，根据使得以下公式(17)的Tover最小的Vthresh，所述第一倾斜被赋予为ΔSa，所述第二倾斜被赋予为ΔSb,，以及所述模数转换单元中的所述预定数量被赋予为Tover。(12)根据(1)至(11)中任一项所述的固态成像装置，其中，具有所述第一倾斜的模拟参考信号和具有所述第二倾斜的模拟参考信号具有相互成比例的关系。(13)根据(12)所述的固态成像装置，其中，具有所述第一倾斜的模拟参考信号和具有所述第二倾斜的模拟参考信号中的一个由参考信号生成器生成，而另一个是以由放大器放大或由衰减器衰减由所述参考信号生成器生成的模拟参考信号的方式获得的。(14)根据(1)至(13)中任一项所述的固态成像装置，其中，所述像素阵列单元是具有大大不同的对光的敏感度的像素混在一起的像素阵列单元。(15)根据(14)所述的固态成像装置，其中，所述像素阵列单元包括对可见光具有敏感度的像素和对不可见光具有敏感度的像素，或者包括在窄带内具有敏感度的像素或在宽带内具有敏感度的像素。(16)根据(1)至(15)中任一项所述的固态成像装置，还包括：复用器，选择性地向所述模数转换转换单元提供所述像素阵列单元的多列的像素信号。(17)根据(1)至(16)中任一项所述的固态成像装置，其中，所述第一模数转换单元和所述第二模数转换单元被布置成彼此相对，其中，所述像素阵列单元插入在所述第一模数转换单元与所述第二模数转换单元之间。(18)一种输出成像信号的方法，包括：将具有第一倾斜的模拟参考信号的电平与从像素阵列单元输出的模拟像素信号的电平进行比较，并且执行转换成第一数字像素信号；将倾斜不同于具有所述第一倾斜的模拟参考信号的、具有第二倾斜的模拟参考信号的电平与所述模拟像素信号的电平进行比较，并且执行转换成第二数字像素信号；以及将所述第一数字像素信号与所述第二数字像素信号进行合成并输出合成结果。(19)一种包括固态成像装置的电子装置，包括：第一模数转换单元，将具有第一倾斜的模拟参考信号的电平与从像素阵列单元输出的模拟像素信号的电平进行比较，并且执行转换成第一数字像素信号；第二模数转换单元，将倾斜不同于具有所述第一倾斜的模拟参考信号的、具有第二倾斜的模拟参考信号的电平与所述模拟像素信号的电平进行比较，并且执行转换成第二数字像素信号；以及数字合成单元，将所述第一数字像素信号与所述第二数字像素信号进行合成，并输出合成结果。(20)一种固态成像装置，包括：多个模数转换单元，将具有不同倾斜的多个模拟参考信号的电平与从像素阵列单元输出的模拟像素信号的电平进行比较，并且将所述模拟像素信号转换成多个数字像素信号；以及数字合成单元，将所述多个数字像素信号进行合成，并输出合成结果。本领域的技术人员应该理解，在所附权利要求或其等同方案的范围内，可根据设计要求和其他因素进行各种修改、组合、子组合和变更。本公开内容还包含与2012年3月28日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP2012-072656中所公开的主题相关的主题，其全部内容通过引用合并于此。