用于数据解调的方法和设备与流程

本公开的实施例总体涉及调制技术，并且更具体而言涉及用于处理脉冲幅度调制的数据流的方法和设备。

背景技术：

多级信号可以用于实现诸如线缆之类的有损传输介质中的高带宽数据传输。例如，脉冲幅度调制(PAM)经常用于实现多级信号。众所周知，PAM是其中数据被编码为一系列信号脉冲的幅度的信号调制形式。PAM是一种模拟脉冲调制方案，其中根据信号的采样值改变载波脉冲链的幅度。在每个符号时段处通过检测载波的幅度级别来执行解调。

在接收器处的信号流的幅度针对于不同线缆损耗而有所不同。为了正确恢复数据，用于多级信号确定的阈值电压至关重要。解调基于这些阈值电压来识别不同的数据图案。常规而言，通过手动设定阈值电压，该阈值电压是恒定的并且无法适配具有不同线缆损耗的所有情形。此外，手动设置阈值电压可以在线缆损耗改变时导致错误的数据识别。

技术实现要素：

总体而言，本公开的示例实施例提供用于接收脉冲幅度调制数据流的方法和设备。

根据第一方面，提供一种由设备实施的方法。根据该方法，接收与多个比特图案相关联的、由脉冲幅度调制进行调制的信号流；

针对多个比特图案确定边界电压。基于边界电压校准阈值电压以用于识别多个比特图案。

在一些实施例中，针对信号流恢复时钟。基于所恢复的时钟确定 针对信号流的边界电压。

在一些实施例中，在校准阈值电压之后恢复针对信号流的时钟。

在一些实施例中，确定与所接收的信号流相关联的经采样的信号流的转变边沿。基于转变边沿确定彼此偏移的相位时钟和数据时钟。

在一些实施例中，针对信号流确定峰值电压。基于峰值确定边界电压。

在一些实施例中，在第一多个时钟周期内将初始阈值电压与所接收的信号流的电压进行比较。响应于信号流的电压在第一多个时钟内的至少一个中超过初始阈值电压，增加初始阈值电压以获得经增加的阈值电压。响应于信号流的电压在第一时钟周期内低于经增加的阈值电压，将经增加的阈值电压确定为峰值电压。

在一些实施例中，针对多个比特图案中的目标比特图案，基于参考阈值电压在第二多个时钟周期中确定与目标比特图案相关联的第一计数。基于目标比特图案改变参考阈值电压。基于经改变的参考阈值电压在第二多个时钟周期中确定与目标比特图案相关联的第二计数。基于第一计数和第二计数确定针对目标比特图案的边界电压。

在一些实施例中，确定第二计数和第一计数之间的比率。响应于比率从低于预定比率的值变为高于预定比率的值或者从高于预定比率的值变为低于预定比率的值，基于经改变的参考阈值电压确定针对目标比特图案的边界电压。

在一些实施例中，将阈值电压确定为针对多个比特图案中的两个比特图案的相邻边界电压的中间值。

根据第二方面，提供一种设备。该设备包括：至少一个采样器，可操作为接收与多个比特图案相关联的、由脉冲幅度调制进行调制的信号流；以及校准电路，耦合至至少一个采样器并且可操作为针对信号流的多个比特图案确定边界电压；以及基于边界电压，校准阈值电压以用于识别多个比特图案。

可以理解，本部分并不旨在标识本公开的实施例的关键或重要特征，亦非旨在用于限制本公开的范围。本公开的其它特征将通过以下 的描述变得容易理解。

附图说明

通过在所附附图中的本公开的一些实施例的更为详细的描述，本公开的以上和其它的优势、特征和目标将变得更为明显，其中：

图1是其中可以实施本公开的一些实施例的环境的简化框图；

图2是示出了根据本公开的一个实施例的用于识别多个比特图案的阈值电压的流程图；

图3是根据本公开的一个实施例的设备的简化图；

图4是根据本公开的一些所述的操作流程的流程图；

图5示出了根据本公开的一个实施例的示意数据眼图和转变边沿；

图6是根据本公开的一个实施例的PAM-2方案中使用的设备的简化图；

图7A是示出图6的时钟数据恢复电路的示例的示意图；

图7B是示出了图7A的回路滤波器的示例的示意图；

图8是示出图6的校准逻辑的示例的示意图；

图9A-图9D是示出根据本公开的一个实施例的确定PAM-2方案中的边界电压的示例的示意图；

图10是根据本公开的一个实施例的在PAM-4方案中使用的设备的示意图；

图11示出了在PAM-4方案中的示意数据眼图和转变边沿；

图12A和图12B是示出了图11中的信号流的转变边沿的示意图；

图13是示出了根据本公开的一个实施例的与PAM-4方案中的信号流对准的经恢复的时钟的示意图；

图14A-图14E是示出了根据本公开的一个实施例的峰值确定和边界电压确定的示意图；以及

图15是示出根据本公开的一个实施例的阈值电压校准的示意图。

在所有附图中，相同或相似参考数字表示相同或相似元素。

具体实施方式

现在将参考一些示例实施例描述本公开的原理。可以理解，这些实施例仅出于说明并且帮助本领域的技术人员理解和实施例本公开的目的而描述，而非建议对本公开的范围的任何限制。在此描述的本公开的内容可以以下文描述的方式之外的各种方式实施。

如本文中所述，术语“包括”及其各种变体可以被理解为开放式术语，其意味着“包括但不限于”。术语“基于”可以被理解为“至少部分地基于”。术语“一个实施例”可以被理解为“至少一个实施例”。术语“另一实施例”可以被理解为“至少一个其它实施例”。术语“逻辑”指代诸如用于是时候某些功能的电路装置之类的模块。此外，在本公开的文中，术语“信号流”和“数据流”可以出于方便讨论的目的而交换使用。在下文中包括其它的明显和暗示的定义。

总体而言，本公开的一些实施例涉及在串行通信系统中在接收器处的脉冲幅度调制(PAM)的阈值电压校准的方法和设备。在接收到使用PAM调制的信号流之后，确定与PAM相关联的多个比特图案的边界电压。如本文中使用的那样，“比特图案”指代如下图案，该图案是串行数据传输系统中的某个组合的比特值。例如，在PAM-2方案中具有两个图案级别，并且图案包括“1”和“0”。对于PAM-4方案而言，具有4个级别，并图案包括“11”、“10”、“01”和“00”。边界图案指代指示在两个相邻比特图案之间的边界的电压。基于所确定的边界电压，可以自动识别或区分一个或多个阈值电压。阈值电压可以用于区分并且因此识别多个比特图案。通过使用自适应阈值校准，可以更为准确地执行解调。

图1示出了其中可以实施本公开的一些实施例的环境的简化框图。环境100包括发射器(TX)102、接收器(RX)104、两者之间的通道106、串化器108和解串器110。串化器108可操作为将相对低速的并行数据流转换为相对高速度的串行数据流。发射器TX 102经由通道106发射串行数据流至接收器RX 104，接收器RX 104将串行数据流传递至解串器110。解串器110将串行数据流转换回并行数据流。

为了在接收器104处正确地恢复由PAM调制的数据，需要校准与PAM相关联的比特图案的阈值电压，如上所述。线缆损耗可以导致阈值电压偏移。因此，某些数据可能被错误地恢复为错误数据。因此，本公开的一些实施例可以在接收器104处被实施，以实现阈值电压校准。

图2显示了根据本公开的一些实施例的用于校准阈值电压的方法的流程图。方法200可以例如由图1的接收器104实施。在步骤202中，接收与多个比特图案相关联的由PAM调制的信号流。由信号流中各种比特图案表示的数据需要被恢复。如上所述，不同的PAM方案可以与待区分的不同的比特图案相关联。例如，在PAM-2方案中，需要区分两个比特图案，即“0”和“1”。作为另一示例，在PAM-4方案中，4个比特图案是“00”、“01”、“10”和“11”。

比特图案占据由边界电压分开的相应电压区间。在步骤204中，确定针对多个比特图案的边界电压。在确定了边界电压之后，可以使用边界电压以校准阈值电压，以用于识别比特图案。步骤204的示例实施例将在下文中具体描述。

方法200继而行进到步骤206，其中基于在步骤204中确定的边界电压来校准阈值电压。经校准的一个或多个阈值电压可以继而用于识别多个比特图案。以此方式，可以在接收器处建立正确的恢复方案，并且在接收器处可以正确地恢复后继数据流中包含的数据。

如上所述，方法200可以由接收器104实施。图3I显示了根据本公开的一个实施例的接收104的简化框图。如图所示，在该实施例中，接收器104包括彼此耦合的采样器302和校准电路304。在操作中，采样器302接收信号流(方法200的步骤202)并且使用时钟从数据流采样信号。校准电路304针对信号流的多个比特图案确定边界电压(方法200的步骤204)并且基于边界电压校准阈值电压(方法200的步骤206)。

现在将讨论一些示例实施方式。图4显示了根据本公开的一些实施例的阈值电压校准的方法的流程图。方法400可以被视为是如上所 述的方法200的实施方式。在一些实施例中，方法400可以例如在状态机的控制下由接收器104执行。

如图所示，在步骤402中，在接收到信号流之后，恢复一个或多个时钟。在本公开的一个实施例中，使用未经校准的阈值电压来粗略恢复一个或多个时钟。步骤402中的恢复相比于在步骤408中描述的使用经校准的阈值电压恢复的时钟而言是粗略的。为了恢复信号流中的数据，接收器104需要至少一个时钟，其可以是与信号流的数据率相同频率的。在一些实施例中，可以通过单独的一方提供时钟。备选地，在其它一些实施例中，接收器104可以从接收的数据流中恢复时钟。例如，通过采用信号流并且确定经采样的信号流的转变边沿来恢复时钟。转变变压在从一个比特图案向另一比特图案的交汇点处出现，例如如图5所示。转变边沿502可以供时钟数据恢复(CDR)电路使用以恢复时钟。所恢复的时钟可以至少包括数据时钟和相位时钟。将在下文中讨论这方面的示例实施例。

方法400继而行进到步骤404，其中接收器104等待第一持续时间。第一持续时间的长度是可配置的。例如，在一些实施例中，第一持续时间的长度可以被配置为使得CDR电路在第一持续时间期间变得稳定。具体而言，在一个实施例中，第一持续时间可以被配置为使得CDR电路能够获得被锁定为稳定的频率和相位。

继而，在步骤406中，校准一个或多个阈值电压。如图所示，步骤406包括边界电压确定(步骤204)和阈值电压校准(步骤206)。在一些实施例中，可以基于在步骤402中恢复的时钟确定边界电压。将在下面的段落中参考PAM-2和PAM-4方案讨论用于确定边界电压的示例实施例。

接着，在步骤408中，恢复至少一个时钟。例如，在一些实施例中，可以粗略地或精细地恢复时钟，这是因为在步骤406中已经校准了阈值电压。如关于步骤402所述的那样，在步骤406之前恢复的时钟是基于未经校准的阈值电压的。以此方式恢复的时钟是粗略恢复的时钟。在本公开的一个实施例中，例如通过图6的CDR 606基于经校 准的阈值电压来恢复至少一个时钟。通过使用经校准的阈值电压，包括数据时钟和相位时钟的经恢复的时钟可以更为精确或精细。

在步骤410中，接收器104等待第二持续时间。类似于在步骤404中使用的第一持续时间，第二持续时间也是可配置的。在一些实施例中，例如第二持续时间可以被配置成使得用于恢复步骤408中的信时钟的CDR电路变得稳定。例如，第二持续时间的长度可以大于或等于CDR电路获得被锁定为稳定的频率和相位的持续时间。继而，接收器104可以在步骤412中使用经校准的阈值电压执行正常操作。

现在将参考PAM-2描述如上所述的一些特征或功能的示例实施例。图6显示了可以可应用至PAM-2方案中的接收器104的示例实施方式的框图。在该示例中，接收器104包括用于匹配阻抗的端接模块510、用于过滤噪声的滤波器608、第一和第二加法器6022和6044、以及用于采样信号的第一和第二限幅器6026和6028、以及用于校准阈值电压的校准逻辑6042和数模转换器(DAC)6044。在一些实施例中，接收器104可以由状态机控制为使得接收器104处于不同状态，诸如恢复、等待、校准、恢复和正常操作的状态，如上面参考图4描述的那样。

在一些实施例中，所接收的信号流是在正输入端和负输入端上的差分数据流。在一些实施例中，差分数据流被接收为在线601和602的配对上的成对信号。备选地，在其它一些实施例中，可以使用单个线接收数据流。端接电路510提供针对线缆的阻抗匹配。滤波器608位于加法器6022和6024之前以补偿阻抗损失并且过滤在传输期间生成的诸如高频噪声之类的噪声。任何滤波器无论其是当前已知或是将来研发的都可以用作滤波器608。

过滤的信号流(filt_o_p,filt_o_n)由加法器6022和限幅器6026以及加法器6024和限幅器6028采样。根据由CDR电路606提供的时钟来执行采样。可以理解，加法器6022和限幅器6026可以整体用作图3中所示的采样器302。类似地，加法器6024和限幅器6028可以整体用作图3中所示的采样器302。在采样时，加法器6022和6024 通过从信号流的电压减去阈值电压来执行减法操作，而限幅器6026和6028将相应加法器的输出转换为与多个比特图案相关联的经采样的信号流。在一些备选实施例中，可以使用减法器。例如，减法器可以从差分信号流的电压减去DAC 6044的电压。

如上所示，通过CDR电路606执行时钟恢复。当然，作为CDR电路的替代或附加物，可以以任何其它合适的当时提供时钟。

在图4的步骤402中的至少一个时钟信号的恢复期间，从DAC6044输入至第一加法器6022的阈值电压Voff_1是0。这仍然足够确保CDR 606的操作，这是因为电压偏移远小于信号的幅度。

第一加法器6022和第二加法器6024的输出和输入可以具有由下式表示的关系：

V(aoph,aonh)＝gain*(V(filt_o_p,filt_o_n)-Voff_x)

其中V(aoph,aonh)表示第一加法器6022和第二加法器6024的输出，gain表示加法器的增益，V(filt_o_p,filt_o_n)表示第一加法器6022和第二加法器6024的输入，并且Voff_x表示包括如图6所示的Voff_1和Voff_2的来自DAC 6044的阈值电压。如上所述，在该实施例中，阈值电压Voff_1可以设置为0。

在粗略时钟恢复期间(步骤402)，第一限幅器6026接收V(aoph,aonh)。在一些实施例中，第一限幅器6026可以包括数据限幅器和相位限幅器(未示出)。数据和相位想放弃在相应的时钟上升变压处输出。例如，在来自CDR 606的“Clock_d”的上升边沿处，如果V(aoph,aonh)大于或等于0，则第一限幅器的数据限幅器的输出(在图6中表示为“Data_0”)等于1，而如果V(aoph,aonh)小于0，则第一限幅器的数据限幅器的输出等于0。类似地，在来自CDR 606的“Clock_p”的上升边沿处，如果V(aoph,aonh)大于或等于0，则第一限幅器的相位限幅器的输出(在图6中表示为“Phase_0”)等于1，而如果V(aoph,aonh)小于0，则第一限幅器的相位限幅器的输出等于0。

“Data_0”和“Phase_0”被发送至CDR 606用于时钟恢复，而仅“Data_0”被发送至包括校准逻辑6042和DAC 6044的校准电路。 下面将描述时钟恢复和校准。

图7A显示了示出图6的CDR电路606的示例的框图。在该示例中，CDR电路606包括边沿选择电路702、相位检测器704、投选器706、回路滤波器708和相位内插器710。去往边沿选择电路702的输入包括“Data_x”和“Phase_x”(x＝0或1)。边沿选择电路702被配置成与接收的信号流相关联的经采样的信号流的转变边沿并且选择用于相位检测器704的有效数据转变边沿。在一个实施例中，CDR 606可以基于转变边沿输出彼此相互偏移的相位时钟和数据时钟。

在PAM-2方案中，仅存在一个转变边沿，诸如图5中所示的转变边沿520。该转变边沿在从比特图案“1”向比特图案“0”和从比特图案“0”向比特图案“1”的交叉点处出现，并且被认为是有效转变边沿。在其它一些PAM方案中，诸如PAM-4和PAM-8，有效转变边沿可以不同地确定，如下文所述。相位检测器704可以例如实施为bang-bang相位检测器。bang-bang相位检测器是使用两个数据样本和一个边沿样本以提供相位误差的符号信息的非线性相位检测器。在操作中，相位检测器704接收有效转变边沿并且使用数据转变边沿、之前的数据和下一数据，以指示相位超前或相位落后的标志。如果数据转变边沿与下一数据相同，则其指示相位落后。如果数据转变边沿与之前数据相同，则其指示相位超前。可以理解，边沿选择电路和相位检测器704仅是示例实施方式，而非旨在对本公开的范围的限定。也可以使用其它合适的实施方式，诸如其它数字相位检测器。

相位检测器704的输出被馈送进投选器706。投选器706收集在若干单位间隔(UI)内的数据和相位信息。如果大多数是相位超前，则投选器706输出相位超前。如果大多数是相位落后，则投选器706输出相位落后。可以理解，投选器706仅是示例实施方式，而非对本公开的范围的限制。也可以使用其它合适的实施方式。

投选器706的输出被发送至回路滤波器708。该回路滤波器708可以是一阶回路滤波器或二阶回路滤波器。回路滤波器708的示例可以在图7B中所示。取决于信号“Order_ctl”的使能与否，图7B中的 回路滤波器708可以是一阶回路滤波器或是二阶回路滤波器。回路滤波器708包括两个增益路径。第一增益路径包括比例增益模块(“Kp”)712，其中“Kp”表示比例增益。第二增益路径包括增益模块(“Ki”)714、加法器716和718、反馈模块720和722以及使能单元724，其中“Ki”表示积分路径增益。信号“Order_ctl”是回路滤波器的控制，并且可以禁用或使能积分路径。可以理解，回路滤波器708仅是示例实施方式，而非对本公开的范围进行限制。也可以使用任何其它的合适实施方式。

回路滤波器的输出被发送至相位内插器(PI)作为PI控制。PI的输出“Clock_p”和“Clock_d”可以由下式表示：

其中fc表示PI的中心频率，V(pi_ctl)表示PI控制，并且Pi_num表示2*π(一个时钟周期)的PI划分步数。

在粗略锁定之后，“Clock_p”和“Clock_d”具有彼此偏移180度的相位关系，类似于图13中所示。在恢复时钟之后，校准电路校准阈值电压。如图所示，校准逻辑6042和DAC 6044总体可以用作校准电路。DAC将来自校准逻辑的数字值转换成用于与采样器中信号流的电压进行比较的模拟电压。

图8显示了示出图6的校准逻辑6042的示例的示意图。校准逻辑6042包括眼选择电路806、参考计数器808、比较计数器810和定时控制逻辑802。校准逻辑可以以各种方式实施，诸如以包括现场可编程门阵列(FPGA)和专用集成电路(ASIC)等的数字逻辑电路实施。

眼选择电路806接收来自限幅器6026和6028的数据，并且在定时控制逻辑802的控制下选择与眼图中比特图案相关联的眼。为了较基准阈值电压，需要确定针对比特图案的边界电压。

参见图9A-图9B，示出了根据本公开的一个实施例的PAM-2方案中确定边界电压的示例。图9A显示了确定针对比特图案“1”的边界电压的示例。在该实施例中，在校准期间阈值电压Voff_1被提供 值为0的参考阈值电压。阈值电压Voff_2在校准期间从比针对比特图案“1”的边界电压小的初始阈值电压900扫描。当V(filt_o_p,filt_on_n)≥Voff_1时,“Data_0”＝1。在第一时钟周期期间，由参考计数器808确定与第一比特图案相关联的“Data_0”＝1的第一计数。当V(filt_o_p,filt_on_n)≥Voff_2时，“Data_1”＝1。在第一时钟周期期间，由比较计数器810确定与第一比特图案相关联的“Data_1”＝1的第二计数。定时控制逻辑802确定第二计数和第一计数之间的比率“Kr”。比率“Kr”通过将第二计数除第一计数来计算得出。如果“Kr”大于预定值“Kpd”，则定时控制逻辑802向DAC 6044提供以下值，该值使得阈值电压Voff_2增加，例如从电压900增加至902。在一些实施例中，预定值“Kpd”可以例如是1/2。如果“Kr”仍大于预定值“Kpd”，则重复上述过程。阈值Voff_2继续增加，例如从电压902增加至电压904。如图所示，当电压Voff_2变为电压904时，“Kr”被确定为小于预定值“Kpd”。此时，确定针对第一比特图案“1”的边界电压，电压904被在定时控制逻辑802中被记录为“RH”。

接着，以相似的方式确定针对比特图案“0”的边界电压。参见附图9B，在校准期间阈值电压Voff_1被提供值为0的参考阈值电压。阈值电压Voff_2在校准期间从比针对比特图案“0”的边界电压大的初始阈值电压900扫描。当V(filt_o_p,filt_on_n)<Voff_1时,“Data_0”＝0。在第二时钟周期期间，由参考计数器808确定与第二比特图案相关联的“Data_0”＝0的第一计数。当V(filt_o_p,filt_on_n)<Voff_2时，“Data_1”＝0。在第二时钟周期期间，由比较计数器810确定与第二比特图案相关联的“Data_1”＝0的第二计数。定时控制逻辑802确定第二计数和第一计数之间的比率“Kr”。比率“Kr”通过将第二计数除第一计数来计算得出。如果“Kr”大于预定值“Kpd”，则定时控制逻辑802向DAC 6044提供以下值，该值使得阈值电压Voff_2降低，例如从电压906降低至908。在一些实施例中，预定值“Kpd”可以例如是1/2。如果“Kr”仍大于预定值“Kpd”，则重复上述过程。阈值Voff_2继续降低，例如从电压908降低至电压910。如图所示，当 电压Voff_2变为电压910时，“Kr”被确定为小于预定值“Kpd”。此时，确定针对第一比特图案“0”的边界电压，电压910被在定时控制逻辑802中被记录为“RL”。

可以理解，上述过程仅是示例实施方式，而非对本公开的范围做任何限制。也可以使用任何其他合适的实施方式。例如，图9C-图9D显示了根据本公开的一个实施例的在PAM-2方案中确定边界电压的另一示例。

在校准期间阈值电压Voff_1被提供值为0的参考阈值电压。阈值电压Voff_2在校准期间从比针对比特图案“1”的边界电压大的初始阈值电压912扫描。当V(filt_o_p,filt_on_n)≥Voff_1时,“Data_0”＝1。在第一时钟周期期间，由参考计数器808确定与第一比特图案相关联的“Data_0”＝1的第一计数。当V(filt_o_p,filt_on_n)≥Voff_2时，“Data_1”＝1。在第一时钟周期期间，由比较计数器810确定与第一比特图案相关联的“Data_1”＝1的第二计数。定时控制逻辑802确定第二计数和第一计数之间的比率“Kr”。比率“Kr”通过将第二计数除第一计数来计算得出。如果“Kr”小于预定值“Kpd”，则定时控制逻辑802向DAC 6044提供以下值，该值使得阈值电压Voff_2降低，例如从电压912降低至914。在一些实施例中，预定值“Kpd”可以例如是1/2。如果“Kr”仍小于预定值“Kpd”，则重复上述过程。阈值Voff_2继续降低，例如从电压914降低至电压916。如图所示，当电压Voff_2变为电压916时，“Kr”被确定为大于预定值“Kpd”。此时，确定针对第一比特图案“1”的边界电压，电压916被在定时控制逻辑802中被记录为“RH”。

接着，类似地确定针对比特图案“0”的边界电压。参见附图9D，在校准期间阈值电压Voff_1被提供值为0的参考阈值电压。阈值电压Voff_2在校准期间从比针对比特图案“0”的边界电压小的初始阈值电压918扫描。当V(filt_o_p,filt_on_n)<Voff_1时,“Data_0”＝0。在第一时钟周期期间，由参考计数器808确定与第一比特图案相关联的“Data_0”＝0的第一计数。当V(filt_o_p,filt_on_n)<Voff_2时， “Data_1”＝0。在第一时钟周期期间，由比较计数器810确定与第一比特图案相关联的“Data_1”＝0的第二计数。定时控制逻辑802确定第二计数和第一计数之间的比率“Kr”。比率“Kr”通过将第二计数除第一计数来计算得出。如果“Kr”小于预定值“Kpd”，则定时控制逻辑802向DAC 6044提供以下值，该值使得阈值电压Voff_2增加，例如从电压918增加至920。在一些实施例中，预定值“Kpd”可以例如是1/2。如果“Kr”仍小于预定值“Kpd”，则重复上述过程。阈值Voff_2继续增加，例如从电压920增加至电压922。如图所示，当电压Voff_2变为电压922时，“Kr”被确定为大于预定值“Kpd”。此时，确定针对第一比特图案“0”的边界电压，电压922被在定时控制逻辑802中被记录为“RL”。

可以理解，“Kpd”为1/2仅为示例。可以使用小于1的任何其它合适值。此外，优选较大的“Kpd”，特别是当信号质量较差时，这是因为较大的“Kpd”的校准性能更好。可以理解，较大的“Kpd”将导致在相邻边界电压之间的较小的电压差值，以及在差信号质量情形下眼高度和宽度较小。在此情形之下，较大的“Kpd”将得到更好的校准。

接着，校准用于正常操作的阈值电压。在一个实施例中，阈值电压被确定为相邻边界电压之间的中间电压。在PAM-2方案中，阈值电压是在边界电压904和910之间的中间电压，或是在边界电压916和922之间的中间电压。该阈值电压被提供为阈值电压Voff_2以用于后续正常操作，诸如图4中的步骤412中的正常操作。

通过使用经校准的阈值电压，设备进入精细锁定的状态。此时，CDR 606基于“Data_1”和“Phase_1”而非基于“Data_0”和“Phase_0”恢复至少一个时钟。可以理解，之前的粗略锁定在此也可以应用。

通过使用基于经校准的阈值电压的“Clock_d”和“Clock_p”，设备进入正常操作的状态。通过上面描述的过程，无论线缆损耗如何，都可以自动地校准阈值电压。

上述实施例是关于PAM-2方案描述的。可以理解，它也可以应 用于其它PAM系统，诸如PAM-4和PAM-8等等。为了进一步展示本公开的各个方面，下面将描述用于PAM-4的方法和设备。

图10显示了根据本公开的一个实施例的PAM-4方案中使用的设备的示意图。设备1000类似于图5的接收器104。两者之间的区别在于图5的接收器104适配于PAM-2方案，而图10的设备适配于PAM-4方案。

设备1000包括三个采样器、校准电路和CDR电路1006。每个采样器可以与图3的采样器302或图6的采样器相似，并且包括加法器和限幅器。CDR 1006可以类似于图6的CDR 606或图7A的CDR 606。因此，CDR 1006的具体配置及其操作在此省略。校准电路包括校准逻辑1042和DAC 1044。校准逻辑1042和DAC 1044类似于校准逻辑6042和DAC 6044。因此，校准逻辑1042及其操作原理在此省略。

在该实施例中，第一采样器包括第一加法器1022和第一限幅器1032，第二采样器包括第二加法器1024和第二限幅器1034，以及第三采样器包括第三加法器1026和第三限幅器1036。图10的加法器和限幅器以与图6中的加法器和限幅器相似的方式操作。加法器的输入和输出具有如下关系：

V(aop_1,aon_1)＝gain*(V(filt_o_p,filt_o_n)-Voff_1)

V(aop_2,aon_2)＝gain*(V(filt_o_p,filt_o_n)-Voff_2)

V(aop_3,aon_3)＝gain*(V(filt_o_p,filt_o_n)-Voff_3)

其中V(aop_x,aon_x)表示第一、第二和第三加法器1022、1024和1026的输出，gain表示加法器增益，V(filt_o_p,filt_o_n)表示加法器的输入，并且Voff_x表示来自DAC 1044的阈值电压，其包括如图10中所示的Voff_1、Voff_2和Voff_3。在该实施例中，阈值电压Voff_2被设置为0。

相位限幅器在“Clock_p”的上升边沿输出“Phase_x”，数据限幅器在“Clock_d”的上述边沿输出“Data_x”，其中x＝1,2或3。例如以第一限幅器微粒，在信号“Clock_p”的上升边沿处，如果V(aop_1,aon_1)>＝0，则“Phase_1”＝1；如果V(aop_1,aon_1)<0,则“Phase_1” ＝0。在信号“Clock_d”的上升边沿处，如果V(aop_1,aon_1)>＝0,则“Data_1”＝1；如果V(aop_1,aon_1)<0,则“Data_1”＝0。第二和第三限幅器以相似的方式操作。

信号“Data_x”和“Phase_x”(x＝1、2或3)被发送至CDR 1006以用于恢复信号“Clock_d”和“Clock_p”。信号“Data_x”被发送至校准逻辑1042以用于阈值电压校准。

参见图11，其显示了在PAM-4方案中的示意数据眼图和转变边沿。数据眼图在图10的左侧示出，而数据转变边沿在图10的右侧示出。如图所示，PAM-4信号流的电压被划分为对应于4个比特图案(“11”、“10”、“01”和“00”)的分区。在图10的实施例中，被供应至第二加法器1024的阈值电压Voff_2被恒定设置为0。对于差分输入波形而言，其内在地在眼图的中间。

在恢复至少一个时钟的步骤处，类似于步骤402，阈值电压Voff_1和Voff_3并未被确定，这是因为阈值电压Voff_1和Voff_3通过阈值电压校准确定。此时，仅利用Voff_2以决定数据转变边沿。如图所示，使用实线圆圈描绘的三个交叉点被确定用于数据转变，并且这三个交叉点均被确定为有效转变边沿。CDR 1006使用这些有效转变边沿以与上面关于CDR 606所述的相似方式恢复信号“Clock_p”和“Clock_d”。这被称为CDR粗略锁定。

在第一持续时间结束时，状态机控制设备1000进入校准状态。下面将详述PAM-4方案中的校准的细节。

对于除PAM-2方案之外的PAM方案而言，优选地首先确定信号流的峰值电压。对于PAM-N方案(N>＝4)而言，在校准阶段可以确定信号流的峰值电压，并且可以基于峰值电压确定信号流的边界电压。更具体而言，确定峰值电压包括在第一多个时钟周期中将初始阈值电压与接收的信号流的电压进行比较；响应于信号流的电压在第一多个时钟周期内的至少一个时钟周期内超过初始阈值电压，增加初始阈值电压；以及响应于信号流的电压在第一多个时钟周期内均小于经增加的初始阈值电压，将经增加的初始阈值电压确定为峰值电压，例如如 图14A所示。参见图14A，其显示了根据本公开的一个实施例的峰值电压确定和边界电压确定。

校准逻辑1042提供初始数字值，使得DAC 1044向第一加法器1022供应初始阈值电压。初始阈值电压在第一多个时钟周期内与V(filt_o_p,filt_o_n)进行比较。如果“Data_1”在第一时钟周期内并不是均为0，则定时控制逻辑改变初始数字值，使得初始阈值电压增加，例如从电压1401增加至1403。如果“Data_1”在第一时钟周期内均为“0”，则确定峰值电压Vp 1400，并且对应于峰值电压Vp 1400的初始数字值被记录为maxdiff；否则继续增加初始阈值电压。该过程在图14A中示出。

接着，下面将描述基于峰值电压1400确定针对4个比特图案的边界电压。在本公开的一个实施例中，确定针对比特图案的边界电压可以包括：基于参考阈值电压在第二多个时钟周期内确定与目标比特图案相关的第一计数；基于目标比特图案改变参考阈值电压；基于改变的参考阈值电压在第二多个时钟周期内确定与目标比特图案相关联的第二计数；以及基于第一计数和第二计数确定针对目标比特图案的边界电压。在本公开的一个实施例中，针对比特图案确定边界电压可以包括确定第二计数和第一计数之间的比率；响应于该比率从低于预定比率的值改变至高于预定比率的值，基于经改变的参考阈值电压确定针对目标比特图案的边界电压。在本公开的一个实施例中，阈值电压可以被确定为相邻边界电压的中间电压。

参考图14B确定针对比特图案“11”的边界电压。校准电路提供Vp*2/3的参考阈值电压作为用于上部眼的初始偏移。可以理解，值2/3仅是示例，也可以使用其它值，诸如3/4。在第二时钟周期期间，当“Data_3”＝1并且“Data_2”＝1出现，可以认为比特图案“11”出现。在第二时钟周期期间，由参考计数器对比特图案“11”的第一计数进行计数。如图所示，增加参考阈值电压，例如从电压1402增加至电压1404。在另一第二周期期间，当“Data_1”＝1并且“Data_2”＝1出现时，可以认为比特图案“11”出现。在第二时钟周期期间， 由比较计数器对比特图案“11”的第二计数进行计数。确定第二计数和第一计数之间的比率“Kr”，并且“Kr”被定义为第二计数除第一计数。如果“Kr”大于诸如1/2之类的预定值“Kpd”，则参考阈值电压继续增加，例如增加至电压1406，并且重复上述过程。如果“Kr”被确定为小于或等于“Kpd”，则将针对比特图案“11”的电压1406确定为边界电压“RH_h”。

可以理解，上述过程仅是示例实施方式，而非对本公开的范围的任何限制。也可以使用任何其他实施方式。例如，比较计数器可以对“Data_3”＝1并且“Data_2”＝1进行计数，并且“Kpd”可以相应地调整。此外，可以从大于Vp的值趋近边界电压以用于边界电压确定，以与上面针对PAM-2方案所述的方式相似的方式。

接着，确定针对比特图案“10”的边界电压。此外，校准电路提供Vp*2/3的参考阈值电压作为用于上部眼的初始偏移。可以理解，值2/3仅是示例，也可以使用其它值，诸如3/4。在第二时钟周期期间，当“Data_3”＝0并且“Data_2”＝1出现，可以认为比特图案“10”出现。在第二时钟周期期间，由参考计数器对比特图案“10”的第一计数进行计数。如图所示，降低参考阈值电压，例如从电压1402降低至电压1408。在另一第二周期期间，当“Data_1”＝0并且“Data_2”＝1出现时，可以认为比特图案“10”出现。在第二时钟周期期间，由比较计数器对比特图案“10”的第二计数进行计数。确定第二计数和第一计数之间的比率“Kr”，并且“Kr”被定义为第二计数除第一计数。如果“Kr”大于诸如1/2之类的预定值“Kpd”，则参考阈值电压继续降低，例如降低至电压1410，并且重复上述过程。如果“Kr”被确定为小于或等于“Kpd”，则将针对比特图案“10”的电压1410确定为边界电压“RH_l”。

可以理解，上述过程仅是示例实施方式，而非对本公开的范围的任何限制。也可以使用任何其他实施方式。例如，比较计数器可以对“Data_3”＝0并且“Data_2”＝1进行计数，并且“Kpd”可以相应地调整。此外，可以从为0的值趋近边界电压以用于边界电压确定，以 与上面针对PAM-2方案所述的方式相似的方式。

接着，针对正常操作校准阈值电压Voff_1。在本公开的一个实施例中，将阈值电压Voff_1校准为(RH_h+RH_l)/2，如图15所示。可以理解，上述方案仅是示例实施方式，而非对本公开的任何限制。也可以使用任何合适的实施方式。

接着，确定针对比特图案“00”的边界电压，如图14D所示。提供初始参考阈值电压，并且初始阈值参考电压被设置为负Voff_11412。可以理解，负Voff_1仅是示例，也可以使用其它值。在第二时钟周期期间，当“Data_1”＝0并且“Data_2”＝0出现，可以认为比特图案“00”出现。在第二时钟周期期间，由参考计数器对比特图案“00”的第一计数进行计数。如图所示，降低参考阈值电压，例如从电压1412降低至电压1414。在另一第二周期期间，当“Data_3”＝0并且“Data_2”＝0出现时，可以认为比特图案“00”出现。在第二时钟周期期间，由比较计数器对比特图案“00”的第二计数进行计数。确定第二计数和第一计数之间的比率“Kr”，并且“Kr”被定义为第二计数除第一计数。如果“Kr”大于诸如1/2之类的预定值“Kpd”，则参考阈值电压继续降低，例如降低至电压1416，并且重复上述过程。如果“Kr”被确定为小于或等于“Kpd”，则将针对比特图案“00”的电压1416确定为边界电压“RL_l”。

可以理解，上述过程仅是示例实施方式，而非对本公开的范围的任何限制。也可以使用任何其他实施方式。例如，比较计数器可以对“Data_1”＝0并且“Data_2”＝0进行计数，并且“Kpd”可以相应地调整。此外，可以从为大于负峰值电压的值趋近边界电压以用于边界电压确定，以与上面针对PAM-2方案所述的方式相似的方式。

接着，确定针对比特图案“01”的边界电压，如图14E所示。提供初始参考阈值电压，并且初始参考阈值电压被设置为负Voff_11412。可以理解，负Voff_1仅是示例，也可以使用其它值。在第二时钟周期期间，当“Data_1”＝1并且“Data_2”＝0出现，可以认为比特图案“01”出现。在第二时钟周期期间，由参考计数器对比特图案“01” 的第一计数进行计数。如图所示，增加参考阈值电压，例如从电压1412增加至电压1418。在另一第二周期期间，当“Data_3”＝1并且“Data_2”＝0出现时，可以认为比特图案“01”出现。在第二时钟周期期间，由比较计数器对比特图案“01”的第二计数进行计数。确定第二计数和第一计数之间的比率“Kr”，并且“Kr”被定义为第二计数除第一计数。如果“Kr”大于诸如1/2之类的预定值“Kpd”，则参考阈值电压继续增加，例如增加至电压1420，并且重复上述过程。如果“Kr”被确定为小于或等于“Kpd”，则将针对比特图案“01”的电压1420被确定为边界电压“RL_h”。

可以理解，上述过程仅是示例实施方式，而非对本公开的范围的任何限制。也可以使用任何其他实施方式。例如，比较计数器可以对“Data_1”＝1并且“Data_2”＝0进行计数，并且“Kpd”可以相应地调整。此外，可以从为0的值趋近边界电压以用于边界电压确定，以与上面针对PAM-2方案所述的方式相似的方式。在本公开的一个实施例中，也可以例如通过查找存储“Kr”与边界电压之间的关系的查找表来基于比率“Kr”确定边界电压。

接着，针对正常操作校准阈值电压Voff_3。在本公开的一个实施例中，将阈值电压Voff_3校准为(RL_h+RL_l)/2，如图15所示。可以理解，上述方案仅是示例实施方式，而非对本公开的任何限制。也可以使用任何合适的实施方式。

可以理解，上述确定顺序仅是示例，而非对本公开的范围进行任何限制。也可以使用任何其它合适的顺序。

在完成阈值电压校准之后，阈值电压Voff_1和Voff_3被固定。如图11所示的四个比特图案“11”、“10”、“01”和“00”可以被采样器正确地识别。状态机控制设备进入时钟恢复的阶段，如图图4的步骤408。为了精确地恢复时钟，诸如时钟信号“Clock_p”和“Clock_d”，需要从信号流选择转变边沿。中间的交叉点(在第一采样器路径中的从“10”到“11”的转变，从“11”到“10”的转变；在第二采样器路径中的从“01”到“10”的转变，从“10”到“01” 的转变，以及从“00”到“11”的转变和从“11”到“00”的转变；以及在第三采样器路径中的从“00”到“01”的转变以及从“01”到“00”的转变)被选择为有效转变边沿，其由图12B中的实线圆圈所示。在第一采样器路径中的从“11”到“01”的转变、从“11”到“00”的转变、从“01”到“11”的转变以及从“00”到“11”的转变；在第二采样器路径中的从“10”到“00”的转变、从“01”到“11”的转变、从“11”到“01”的转变以及从“00”到“10”的转变；在第三采样器路径中的从“00”到“11”的转变、从“00”到“10”的转变、从“10”到“00”的转变以及从“10”到“00”的转变被确定为差的转变边沿，其在如图12B中以虚线圆圈示出。CDR 1006使用有效转变边沿以用于CDR精细锁定，使得可以恢复精确的时钟。CDR1006的恢复原理与CDR 606的恢复原理相似。经恢复的时钟信号“Clock_d”和“Clock_p”在图13中关于数据流示出。如图所示，“Clock_d”和“Clock_p”彼此偏移180°。

在恢复之后并且在等待第二持续时间之后，状态机控制设备进入正常操作的阶段。可以理解，阈值电压可以自动校准，而无需常规的对特定训练图案或手动设置的需求。因此，PAM信号流传输的精确性得以提高。

虽然本公开的设备被描述为包括单独的部件，但是可以理解这些部件中的至少一部分可以在一些实施例中被整体实施。

此外，虽然关于PAM-2传输系统和PAM-4传输系统描述了本公开的实施例，但是可以理解本公开的校准方法和设备也可以应用于其它PAM传输系统，诸如PAM-8和PAM-16等。

总体而言，本公开的各种实施例可以以硬件或专用电路、软件、逻辑或其任意组合实施。一些方面可以以硬件实施，而其它一些方面可以以固件或软件实施，该固件或软件可以由控制器、微处理器或其它计算设备执行。虽然本公开的各种方面被示出和描述为框图、流程图或使用其它一些绘图表示，但是可以理解本文描述的框、设备、系统、技术或方法可以以非限制性的方式以硬件、软件、固件、专用电 路或逻辑、通用硬件或控制器或其它计算设备或其一些组合实施。

此外，虽然操作以特定顺序描述，但是这不应被理解为要求这类操作以所示的顺序执行或是以顺序序列执行，或是要求所有所示的操作被执行以实现期望结果。在一些情形下，多任务或并行处理可以是有利的。类似地，虽然若干具体实现方式的细节在上面的讨论中被包含，但是这些不应被解释为对本公开的范围的任何限制，而是特征的描述仅是针对具体实施例。在分离的一些实施例中描述的某些特征也可以在单个实施例中组合地执行。相反对，在单个实施例中描述的各种特征也可以在多个实施例中分离地实施或是以任何合适的子组合的方式实施。

虽然本公开以具体结构特征和/或方法动作来描述，但是可以理解在所附权利要求书中限定的本公开并不必然限于上述具体特征或动作。而是，上述具体特征和动作仅公开为实施权利要求的示例形式。