高频前端电路的制作方法

本发明涉及进行高频信号的发送接收的高频前端电路。

背景技术：

以往，已设计出各种各样的高频前端电路。在这样的高频前端电路中，如专利文献1所示，存在具备组合了发送滤波器与接收滤波器的双工器的高频前端电路。

在双工器中，发送滤波器的一端与接收滤波器的一端彼此连接成为共用端子，且该共用端子与天线或天线侧的电路连接。发送滤波器的另一端与发送电路连接，接收滤波器的另一端与接收电路连接。

在这样的高频前端电路中，由于发送滤波器与接收滤波器连接，因此为了抑制发送信号折回到接收滤波器侧，而将阻抗设定为在发送信号的基本频率下，从发送滤波器侧观察接收滤波器侧而成为开放。

专利文献1：日本特开2004-120295号公报

然而，在现有的高频前端电路中，已知即使如上所述那样确保了发送滤波器与接收滤波器之间的隔离，也会发生与接收滤波器连接的接收电路上的接收灵敏度恶化的情况。

技术实现要素：

因此，本发明的目的在于提供一种能够抑制接收灵敏度恶化的高频前端电路。

本发明的高频前端电路具备分波电路、低噪声放大器以及相位调整电路。分波电路具备发送信号的基本频带被设定在通频带内的发送滤波器、以及接收信号的基本频带被设定在通频带内的接收滤波器。发送滤波器的一端与上述接收滤波器的一端经由共用的连接点连接。低噪声放大器与接收滤波器的另一端连接。相位调整电路被连接在接收滤波器与低噪声放大器之间。

而且，相位调整电路如下所示那样地进行相位调整。通过表示纯电阻的第一线、和连结史密斯图的外周上的相位为90°的点与基准阻抗的点而成的第二线将该史密斯图分割为四个象限。相位调整电路进行相位调整，以使得在与接收信号的基本频率不同的特定的频率下，从接收滤波器观察的低噪声放大器的相位所进入的象限、与从低噪声放大器观察接收滤波器而得到的相位所进入的象限不为共轭的关系。

在该结构中，在接收滤波器与低噪声放大器之间，在与接收信号的基本频率不同的特定的频率下容易使阻抗不匹配。因此，能够抑制与特定的频率一致的噪声输入到低噪声放大器。

另外，在本发明的高频前端电路中，优选相位调整电路进行相位调整，以便在特定的频率下，从接收滤波器观察的低噪声放大器的相位所进入的象限、与从低噪声放大器观察接收滤波器而得到的相位所进入的象限夹着第二线地配置。

在该结构中，在接收滤波器与低噪声放大器之间，在特定的频率下，容易使阻抗更加不匹配。

另外，在本发明的高频前端电路中，优选相位调整电路进行相位调整，以便接收信号的基本频率下的阻抗接近基准阻抗。

在该结构中，能够在进行特定的频率下的阻抗不匹配的同时，进一步降低基本频率的接收信号的传输损耗。

另外，在本发明的高频前端电路中，优选为以下的结构。相位调整电路至少具备一个具有电抗分量的安装型电子部件。

在该结构中，容易对相位调整电路的结构进行变更，且能够更加可靠地实现特定的频率下的低噪声放大器与接收滤波器之间的阻抗不匹配。

另外，在本发明的高频前端电路中，也可以为以下的结构。相位调整电路根据传输接收信号的传输线的长度对特定的频率的信号进行相位调整。

在该结构中，能够可靠地得到特定的频率下的低噪声放大器与接收滤波器之间的阻抗不匹配，并通过简单的结构来实现高频前端电路。

另外，在本发明的高频前端电路中，优选为以下的结构。接收信号是构成第一通信频段的信号。发送信号是构成与第一通信频段不同的第二通信频段的信号。发送信号与接收信号同时进行通信。特定的频率是发送信号的基本频率或高次谐波频率。

在该结构中，能够更加可靠地抑制进行利用载波聚合(Carrier Aggregation)的同时通信的发送信号输入到LNA。由此，能够抑制载波聚合时的接收灵敏度恶化。

根据本发明，能够抑制除了接收信号的基本频率之外的频带的信号传播至接收滤波器的后段，能够抑制接收灵敏度恶化。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式所涉及的高频前端电路的框图。

图2是用于对本发明的第一实施方式所涉及的高频前端电路的原理进行说明的史密斯图。

图3是示出本发明的第一实施方式所涉及的相位调整电路的一个例子的等效电路图。

图4是示出本发明的第一实施方式所涉及的相位调整电路的其它方式的等效电路图。

图5是用于对本发明的第一实施方式所涉及的高频前端电路的其它方式的原理进行说明的史密斯图。

图6是本发明的第二实施方式所涉及的高频前端电路的框图。

图7是用于对本发明的第二实施方式所涉及的高频前端电路的原理进行说明的史密斯图。

具体实施方式

参照附图对本发明的第一实施方式所涉及的高频前端电路进行说明。图1是本发明的第一实施方式所涉及的高频前端电路的框图。

如图1所示，高频前端电路10具备双工器20、相位调整电路30以及低噪声放大器LNA。双工器20具备与本申请发明的“发送滤波器”对应的Tx滤波器21以及与本申请发明的“接收滤波器”对应的Rx滤波器22。

Tx滤波器21的一端与Rx滤波器22的一端经由共用的连接点连接。该连接点与天线或者天线侧的电路(未图示)连接。该天线是将通过Tx滤波器21的发送信号向外部发送，并接收来自外部的接收信号的天线。

Tx滤波器21被设定为发送信号的基本频率进入通频带内。Tx滤波器21被设定为针对接收信号的频率获得规定的衰减量。Tx滤波器21的另一端与发送电路80的功率放大器PA的输出端连接。此时，也可以在功率放大器PA与Tx滤波器21之间配备按照发送信号的频率进行阻抗匹配的匹配电路。

Rx滤波器22被设定为接收信号的基本频率进入通频带内。Rx滤波器22被设定为针对发送信号的基本频率获得规定的衰减量。Rx滤波器22具有转换不平衡-平衡的功能，且另一端为平衡端子。Rx滤波器22的另一端经由相位调整电路30与低噪声放大器LNA的输入端连接。此外，低噪声放大器LNA的输出端与未图示的接收解调电路连接。

相位调整电路30由实现接收信号的基本频带下的在Rx滤波器22与低噪声放大器LNA之间的阻抗匹配的电路结构构成。另外，相位调整电路30通过以下所述的原理来实现电路结构。图2是用于对本发明的第一实施方式所涉及的高频前端电路的原理进行说明的史密斯图。

如图2所示，在本发明的高频前端电路10中，将史密斯图划分为如下所示的四个象限，并利用在该四个象限的任意一个象限中是否存在阻抗来进行相位调整。此外，在图2中，记载有标准化的史密斯图。即，在图2中，被记载为在平衡线路上阻抗100Ω与阻抗1对应。

首先，对史密斯图的象限的划分方法进行说明。将史密斯图中的纯电阻线，即、从图2的阻抗0的点通过阻抗1的点(基准阻抗的点)直至阻抗∞的点的线设为第一线。接下来，将通过史密斯图的外周的相位为90°的两点以及阻抗为1的点(基准阻抗的点)的线设为第二线。将由这些正交的第一线及第二线所划分的四个区域作为第一、第二、第三、第四象限。而且，第一象限为具有感抗且阻抗较大的区域，第二象限为具有感抗且阻抗较小的区域。第三象限为具有容抗且阻抗较小的区域，第四象限为具有容抗且阻抗较大的区域。

在图2中，ZLNA(fn)是与未使用相位调整电路30的状态下的接收信号的基本频率不同的成为噪声的特定的频率下的从Rx滤波器22观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗。此外，特定的频率是指与接收信号的基本频率不同的由低噪声放大器LNA输入而放大的成为噪声的频率。ZRX(fn)是未使用相位调整电路30的状态下的特定的频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx滤波器22侧而得到的阻抗。ZRXc1(fn)是使用了相位调整电路30的状态下的特定的频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx滤波器22侧而得到的第一阻抗。ZRXc2(fn)是使用了相位调整电路30的状态下的特定的频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx滤波器22侧而得到的第二阻抗。ZRX(fr0)是未使用相位调整电路30的状态下的接收信号的基本频率下的从Rx滤波器22观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗。ZRXc2(fr0)是使用了相位调整电路30的状态下的接收信号的基本频率下的从Rx滤波器22观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗。

如图2所示，在与接收信号的基本频率不同的特定的频率下，从Rx滤波器22观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗ZLNA(fn)的相位、与在特定的频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx滤波器22侧而得到的阻抗ZRX(fn)的相位处于共轭的象限的情况下，相位调整电路30使相位偏移。由此，如阻抗ZRXc1(fn)、阻抗ZRXc2(fn)所示那样，能够使阻抗偏移至相对于阻抗ZLNA(fn)所在的象限非共轭的象限中。

由此，在与接收信号的基本频率不同的特定的频率下，低噪声放大器LNA与Rx滤波器22成为阻抗不匹配。因此，由特定的频率形成的噪声无法从Rx滤波器22输入到低噪声放大器LNA。其结果，该噪声例如，折回到Tx滤波器21，或者被天线反射而噪声不会经由Rx滤波器22流入低噪声放大器LNA中，因此能够抑制接收灵敏度恶化的产生。

另外，如图2所示，通过具备相位调整电路30，能够使接收信号的基本频率的阻抗更接近基准阻抗(100Ω)。由此，能够进一步减少接收信号的传输损耗，能够更加抑制接收灵敏度恶化。

为了进行这样的相移，相位调整电路30，例如具有如图3所示那样的电路结构。图3是示出本发明的第一实施方式所涉及的相位调整电路的一个例子的等效电路图。

相位调整电路30具备电感器311P、311N。电感器311P被连接在将Rx滤波器22和低噪声放大器LNA连接的平衡线路的一个线路电极与接地点之间。电感器311N被连接在将Rx滤波器22和低噪声放大器LNA连接的平衡线路的另一个线路电极与接地点之间。电感器311P、311N的电感被设定为能够实现如图2所示的第一或者第二的相移。

此外，电感器311P、311N既可以通过形成于基板的电极图案来实现，也可以通过安装型电子部件来实现。在由电极图案来实现电感器311P、311N的情况下，能够使相位调整电路30成为简单的结构，进而能够以简单的结构来实现高频前端电路10。另一方面，在通过安装型电子部件来实现电感器311P、311N的情况下，由于只要更换安装型电子部件就能够变更电感，因此容易对电感进行调整。由此，能够更加准确地实现所希望的相移量。

此外，相位调整电路也可以是如下所示的电路结构。图4是表示本发明的第一实施方式所涉及的相位调整电路的其它方式的等效电路图。相位调整电路30’具备电感器312P、312N以及电容器313P、313N。

电感器312P被串联连接在将Rx滤波器22与低噪声放大器LNA连接的平衡线路的一个线路电极的中途位置。电容器313P被连接在电感器312P的低噪声放大器LNA侧的端部与接地点之间。

电感器312N串联连接在连接Rx滤波器22与低噪声放大器LNA的平衡线路的另一个线路电极的中途位置。电容器313N被连接在电感器312N的低噪声放大器LNA侧的端部与接地点之间。

在这样的结构中，如图5所示，相位的偏移方向与图2的情况相反。图5是用于对本发明的第一实施方式所涉及的高频前端电路的其它方式的原理进行说明的史密斯图。在该情况下，如图5所示，在特定的频率下从Rx滤波器22观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗ZLNA(fn)的相位、与特定的频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx滤波器22侧而得到的阻抗ZRX(fn)的相位处在共轭的象限的情况下，也使相位偏移。由此，如阻抗ZRXc1’(fn)所示，能够使阻抗偏移至相对于阻抗ZLNA(fn)所在的象限非共轭的象限中。

进行这样的相移，也能够同样地降低接收灵敏度恶化率。

此外，优选在与接收信号的基本频率不同的特定的频率下，从Rx滤波器22观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗的相位、与从低噪声放大器LNA观察Rx滤波器22侧而得到的阻抗的相位相对于纯电阻线(第一线)位于相同一侧的象限，且相对于第二线处于对置的象限。通过形成这样的关系，能够较大地得到特定的频率下的Rx滤波器22与低噪声放大器LNA之间的阻抗不匹配。因此，能够更可靠地抑制向低噪声放大器LNA的噪声的泄漏，并进一步降低接收灵敏度恶化率。

接下来，参照附图对本发明的第二实施方式所涉及的高频前端电路进行说明。图6是本发明的第二实施方式所涉及的高频前端电路的框图。此外，在本实施方式中，示出第二发送信号的二次谐波频率与第一接收信号的基本频率接近的方式，并示出进行同时进行第二发送信号的发送与第一接收信号的接收的载波聚合的情况。

如图6所示，本实施方式的高频前端电路所具备的不是第一实施方式所示的双工器结构而是三工器结构。

如图6所示，高频前端电路10A具备三工器20A、相位调整电路30A以及低噪声放大器LNA。三工器20A具备与本申请发明的“第一通信频段”的发送滤波器对应的Tx1滤波器211、与本申请发明的“第二通信频段”的发送滤波器对应的Tx2滤波器212、以及与本申请发明的“第一通信频段”的接收滤波器对应的Rx1滤波器221。

Tx1滤波器211的一端、Tx2滤波器212的一端以及Rx1滤波器221的一端相连接。该连接点与未图示的天线或天线侧的电路连接。该天线是将通过Tx1滤波器211或Tx2滤波器212的发送信号向外部发送，并接收来自外部的接收信号的天线。

Tx1滤波器211被设定为第一通信频段的发送信号的基本频率进入通频带内。Tx2滤波器212被设定为第二通信频段的发送信号的基本频率进入通频带内。Tx1滤波器211的另一端与功率放大器PA1连接。Tx2滤波器212的另一端与功率放大器PA2连接。此时，也可以在Tx1滤波器211与功率放大器PA1之间、Tx2滤波器212与功率放大器PA2之间，配备按照各自的通信频段的发送信号的基本频率下进行阻抗匹配的匹配电路。

Rx1滤波器221被设定为第一通信频段的接收信号的基本频率进入通频带内。Rx1滤波器221被设定为针对第一通信频段的发送信号以及第二通信频段的发送信号的基本频率获得规定的衰减量。Rx1滤波器221具有不平衡-平衡转换功能。Rx1滤波器221的另一端经由相位调整电路30A与低噪声放大器LNA连接。

相位调整电路30A由实现接收信号的基本频带下的在Rx1滤波器221与低噪声放大器LNA之间的阻抗匹配的电路结构构成。另外，相位调整电路30A根据如下所示的原理实现电路结构。图7是用于对本发明的第二实施方式所涉及的高频前端电路的原理进行说明的史密斯图。图7所示的史密斯图与图2所示的史密斯图相同，根据与图2相同的概念划分出四个象限。

在图7中，ZLNA(ft2)是未使用相位调整电路30A的状态下的第二通信频段的发送信号下的二次谐波频率下的从Rx1滤波器221观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗。ZRX(ft2)是未使用相位调整电路30A的状态下的第二通信频段的发送信号的二次谐波频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx1滤波器221侧而得到的阻抗。ZRXc1(ft2)是使用了相位调整电路30A的状态下的第二通信频段的发送信号的二次谐波频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx1滤波器221侧而得到的第一阻抗。ZRXc2(ft2)是使用了相位调整电路30A的状态下的第二通信频段的发送信号的二次谐波频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx1滤波器221侧而得到的第二阻抗。ZRX(fr1)是未使用相位调整电路30A的状态下的第二通信频段的接收信号的基本频率下的从Rx1滤波器221观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗。ZRX2c2(fr1)是使用了相位调整电路30A的状态下的第二通信频段的接收信号的基本频率下的从Rx1滤波器221观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗。

如图7所示，在第二通信频段的发送信号的二次谐波频率下的从Rx1滤波器221观察低噪声放大器LNA侧而得到的阻抗ZLNA(ft2)的相位、与第二通信频段的发送信号的二次谐波频率下的从低噪声放大器LNA观察Rx1滤波器221侧而得到的阻抗ZRX(ft2)的相位处于共轭的象限的情况下，相位调整电路30A使阻抗ZRX(ft2)的相位偏移。由此，如阻抗ZRXc1(ft2)、阻抗ZRXc2(ft2)所示那样，能够使阻抗偏移到相对于阻抗ZLNA(ft2)所在的象限非共轭的象限。

由此，在第二通信频段的发送信号的二次谐波频率下，Rx1滤波器221与低噪声放大器LNA阻抗不匹配。因此，第二通信频段的发送信号的二次谐波信号无法从Rx1滤波器221向低噪声放大器LNA输入。其结果，第二通信频段的发送信号的二次谐波信号无法流入低噪声放大器LNA，从而即使进行载波聚合，也能够抑制针对第一通信频段的接收信号的接收灵敏度恶化的产生。

另外，如图7所示，通过具备相位调整电路30A，能够使第一通信频段的接收信号的基本频率的阻抗更加接近于平衡线路的基准阻抗(100Ω)。由此，能够进一步减少第一通信频段的接收信号的传输损耗，能够更有效地改善接收灵敏度恶化。

如此，通过使用本实施方式的结构，即使进行载波聚合的发送信号的高次谐波频率与接收信号的基本频率接近，也能够使接收信号的接收灵敏度恶化率降低。

此外，在上述的说明中，虽然示出了第一通信频段的接收信号的基本频率与第二通信频段的发送信号的二次谐波频率接近的情况，但是在与第一通信频段的接收信号的基本频率不同的高频信号输入到低噪声放大器LNA的方式中，也能够应用上述的结构，并得到相同的作用效果。

符号说明：

10、10A…高频前端电路；20…双工器；20A…三工器；21…Tx滤波器；211…Tx1滤波器；212…Tx2滤波器；22…Rx滤波器；221…Rx1滤波器；30、30’、30A…相位调整电路；80…发送电路；311P、311N、312P、312N…电感器；313P、313N…电容器；LNA…低噪声放大器；PA、PA1、PA2…功率放大器。