无源互调的测量方法和测量装置与流程

本发明一般涉及用于高频通信系统的测量系统，具体地涉及用于测量无源互调的测量装置。

特别地，本发明涉及一种用于测量在信号传输路径中生成的互调的方法，其中生成具有预定频率进展的第一HF信号u₁(t)和具有预定频率进展的第二HF信号u₂(t)并且将第一HF信号u₁(t)和第二HF信号u₂(t)引入到信号传输路径中，其中，在信号传输路径中从第一HF信号u₁(t)和第二HF信号u₂(t)生成包含互调产物的互调信号。这种互调信号例如可以包含信号传输路径中的缺陷点的位置的指示，因此可以用于定位故障。本发明还涉及一种用于执行这种方法的测量装置。

背景技术：

关于无源互调(PIM)的介绍

在现代移动网络中永久安装的发送和接收装置(BTS，基站收发器)和终端装置(UE，用户装置)之间的连接的质量起关键作用。由于一方面在BTS中生成的高功率以及另一方面BTS和UE的接收器的必要的灵敏度，因而传输路径中的故障可以显著影响接收器的灵敏度，由此显著影响连接的质量。

引起传输路径故障的一个关键效应是互调。例如，通过互调，具有在BTS中以高功率生成的两个不同载波频率的两个传输信号在具有非线性传输行为(通常简称为“非线性”)的点处生成干扰信号，其中干扰信号的频率是传输信号的频率的整数倍的和与差。这些干扰信号中的一部分可以落入BTS的接收频带内，因此不利地影响通信的质量。如果在无源元件中生成这些干扰信号，则这被称为无源互调(PIM)。

图1是示出从BTS到天线的信号传输路径的示意图。BTS 10经由第一滤波器11和第二滤波器12与天线13连接。BTS 10、滤波器11和12以及天线13经由高频线缆14、15和16连接在一起，其中高频线缆14、15和16经由高频连接器17～22连接到各个元件。PIM可以在传输路径的所有组件11～22中发生。例如，插头连接器、触点上的氧化物涂层和金属-金属转变中的腐蚀以及材料中的杂质和不充分紧固的插头连接可能导致PIM。

为了确保和检查传输装置的质量和/或为了定位这种故障，执行PIM的测量。由于PIM特别是在高功率下发生，因此作为规则，通常使用高发送功率，例如，2*20W来测量。

传统PIM测量装置的结构

专门的测量装置可用于测量PIM。在图2中通过示例的方式表示传统PIM分析器。它包括控制单元151和信号单元161。在信号单元161中，在信号源113中生成具有合适的不同频率f1和f2的高频信号，并在两个功率放大器114中对其进行放大。在合成器/加法器115中，将这两个传输信号合成并发送到要测试的装置130(被测装置，DUT)。在滤波器116中选择在DUT 130中发生的PIM，并且在测量接收器117中检测和测量PIM。在控制单元151中进行控制、测量结果的分析和表示。

这种装置例如是在公开文献DE 10 2010 015 102 A1中描述的装置。

技术实现要素：

发明要解决的问题

然而，已经发现，由于在互调信号中的噪声和其它干扰信号或不期望的信号分量，上述方法和测量装置常常不能进行信号传输路径的令人满意的质量测试。特别地，在故障位置获得的空间分辨率通常是不充分的。

用于解决问题的方案

考虑到所描述的问题，本发明的目的是改善用于在减少不期望的干扰信号的同时测量在信号传输路径中生成的无源互调的方法，其中，可以获得信号传输路径的分段的最佳质量测试以及可能存在的任何故障的可靠位置。

该问题通过根据权利要求1的测量方法来解决。有利的可选方法特征在从属权利要求中描述。该问题通过根据权利要求13的测量装置进一步解决。

本发明的信号传输路径包括两个分段，即，输入段和测量段，其中互调信号的分量，例如，可以在输入段以及相邻的测量段两者中生成给定阶的互调产物。输入段可以特别地包括从合成器115经由滤波器116延伸并且超出的信号传输路径的一部分，而测量段形成要测试质量和可能的故障的信号传输路径的该相邻部分。

本发明特别地基于如下知识：如在图1中表示的信号传输路径的所有分量中，在测量装置内也可以出现后面被称为固有干扰或rPIM(残余PIM)的无源互调。这是图2中的特别是配置在信号传输路径的输入段中的滤波器116和/或合成器115中的情况。目前使用非常高质量和昂贵的过滤器代表了现有技术的状况。尽管如此，测量装置的测量精度和测量灵敏度显著地受到滤波器115和输入段中的其它组件的固有干扰的影响。

根据本发明，由测量装置本身或配置在输入段中的组件生成的该固有干扰被减小，因此通过以下方面提高了测量精度：生成取决于在输入端中生成的第一互调信号分量u_rPIM(t)的补偿信号u_c(t)，并且将补偿信号u_c(t)耦合到信号传输路径中，以减小或去除第一互调信号分量u_rPlM(t)。

在上述类型的方法中，根据本发明，可以进行以下步骤的至少一部分，优选全部。

1)生成、放大和相加至少两个HF信号，

2)计算互调频率，

3)将测量装置的固有干扰(第一互调信号分量)与测量信号(第二互调信号分量)分离，

4)对固有干扰进行解调、功率测量和/或滤波，

5)计算和生成补偿信号，

6)将补偿信号馈送到信号传输路径。

在馈送补偿信号之后，反射回到测量装置的互调信号然后实际上仅包括或排他地包括在测量段中生成的互调信号分量。然后可以测量所反射的互调信号分量u_rx1，由此获得位于信号传输路径的测量段中的在信号传输路径的高频传输特性方面有缺陷的一个或多个点。因此，反射的互调信号几乎不再包含可能影响测量质量的由测量装置本身生成的干扰互调产物分量。

优选地，在生成之后，第一和/或第二HF信号被放大、相加，然后被引入到信号传输路径中。

特别重要的是，将在测量段中生成的互调产物与通过测量装置本身生成并且需要补偿的互调产物进行可靠分离，这是因为，补偿信号是要基于在测量装置中生成的互调产物而生成的。因此，优选地，优选地使用定向耦合器将第一互调信号分量u_rPIM(t)的至少一部分与第二互调信号分量u_PIM(t)分离。由于该输出分量仅包含第一互调信号分量，而不包括第二互调信号分量，因而使用定向耦合器可以耦合出从输入段或从测量装置出来的总信号的分量u_tot。在耦合出之后，例如利用滤波器，第一互调信号分量可以与也被输出的第一HF信号和第二HF信号的分量分离。为此，如果互调信号位于与两个HF信号u₁,u₂不同的频率范围内，使得可以可靠的分离，则是有利的。例如，互调信号包括具有频率(2f₁-f₂)等的三阶互调产物。可选地，互调信号包括第二、第五或第七阶互调产物。

在分离之后，测量去耦合的第一互调信号分量的一个或多个变量，例如其功率、振幅和/或相位，并且可以基于这些测量变量中的至少一个来生成补偿信号u_c(t)。优选地，生成补偿信号，使得其与信号传输路径中的第一互调信号分量的叠加可以将其去除或使其最小化。为此，可以是这样的情况：u_c(t)＝-u_rPlM(t)。

在正弦互调信号的情况下，u_c(t)可以例如基本上对应于相移180°的第一互调信号分量。在调制的HF信号的情况下，互调信号也被调制，其中该预期的调制可以从HF信号开始确定。然后可以利用与预期调制相对应的调制生成补偿信号，并且在功率或振幅和相位方面进行调整，使得通过馈送所生成的补偿信号来使第一互调信号最小化。

在实现补偿信号的特别精确的生成方面以及在通过外部影响等适应于可能的信号变化方面，已经证明有利的是，以迭代方法对补偿信号u_c(t)进行控制或重复调整，使得其引入到信号传输路径中导致第一互调信号分量u_rPIM(t)的最小化。

在实现可靠地消除测量装置的固有干扰方面，已经证明有利的是，生成补偿信号并将其引入到信号传输路径中，使得通过定向耦合器被去耦合的第一互调信号的部分的功率最小化，这是因为可以特别简单和可靠地测量分离的信号分量的功率。根据所测量的功率，进行要生成的补偿信号的调整，其中特别是可以调整要生成的补偿信号的振幅和/或相位。根据本发明的特别优选的方法，要生成的补偿信号的相位和振幅被交替地用作控制参数，并且在各个情况下改变，直到去耦合的第一互调信号分量的功率最小化为止。以这种方式，特别快速地并且在几个迭代步骤中实现固有干扰的消除。

然而，可选地，可以使用仅一个或者多于两个的控制参数。在这些情况下，迭代方法不一定是必需的。

有利地，补偿信号u_c(t)特别是通过定向耦合器被引入到输入段和测量段之间的信号传输路径中。可选地，在其它点的引入例如恰好在第一HF信号和/或第二HF信号的生成期间或紧接之后是可能的。

定向耦合器的使用具有的优点是，其可以用于对要分离和测量的互调信号的分量的去耦合以及在补偿信号中的耦合这两者。

可选地或另外地，第一互调信号分量u_rPIM(t)可以通过时间窗方法与第二互调信号分量u_PIM(t)分离。在“时间窗方法”中，确定位于指定时间窗内的PIM分量，其可以对应于输入段。

在使用时间窗方法的情况下，不需要或不是排他地需要通过定向耦合器等来对固有干扰(或第一互调信号)的至少一部分进行去耦合。作为替代，已经生成两个HF信号u₁和u₂，使得从两个HF信号生成的互调信号包含关于所包含的互调信号分量在哪里生成的信息。这使得通过预定的信号进展或第一和/或第二HF信号的预定调制是可能的，其中根据从合成信号u₁+u₂生成的互调产物的生成点，获得互调信号的预定定义的随时间的进展(或预定的调制进展)，这使得在分析之后或者在与第一和/或第二HF信号进行比较或生成比较信号之后，能够得出关于互调产物的生成点的结论。

例如，第一HF信号u₁(t)的频率f₁以随时间的预定的变化速率df/dt从预定的初始频率f_START至预定的结束频率f_END随时间(扫频)连续地且重复地变化，并且以恒定的预定频率f₂生成第二HF信号。在这种情况下，可以根据所反射的互调产物的频率和在已知位置生成的互调产物的频率之间的频率差来确定从信号路径反射的互调产物的生成点。细节在已经引用的公开文献DE 102010 015 102A1中进行了描述，并且通过引用的方式包括在本文中。然后可以基于在测量段开始之前在信号传输路径中生成的第一互调信号分量来生成补偿信号，并且在预定馈送点处将其馈送到信号传输路径中。

实现时间窗方法的HF信号的其它时间进展和/或调制是可能的。根据时间窗方法的特别有利的实施例，利用载波频率和在其上调制的数字信号u_CODE生成至少一个HF信号。这种时间窗方法的细节在尚未公布的专利申请DE 10 2014 007 151.0中公开，并且通过引用包括在本文中。有利地，优选周期性的帧时钟信号乘以扩展码，以生成数字信号u_CODE，所述扩展码优选地包括码片序列。

在上述所有实施例中，优选地以预定的不同载波频率f₁,f₂生成第一HF信号u₁(t)和第二HF信号u₂(t)，使得互调信号的频率不同于载波频率。至少一个载波频率可以优选包括以预定调制类型调制到载波频率上的数字信号。

根据另一方面，本发明包括用于执行根据本发明的方法的测量装置。

该测量装置优选包括：用于生成两个HF信号u1(t),u2(t)的两个信号源，用于对两个HF信号进行合成并将它们引入具有输入段和相邻测量段的信号传输路径的合成器，用于对在信号传输路径中生成的互调信号分量进行去耦合的装置，以及用于根据在信号传输路径的输入段中生成的互调信号的分量生成补偿信号u_c(t)并且可选地用于将补偿信号u_c(t)耦合至信号传输路径中的补偿单元。

用于去耦合的合成器和装置，特别是滤波器可以以单个组件，例如滤波合成器的形式提供。

结合根据本发明的方法描述的特征还可以单独地或者以任何组合方式提供给根据本发明的测量装置，由此参考上述说明。

特别地，测量装置可以包括定向耦合器，其优选地配置在输入段和测量段之间的信号传输路径中，用于将补偿信号u_c(t)耦合到信号传输路径中和/或用于将源自输入段并且进入定向耦合器的信号分量u_rx2去耦合。

可以以迭代方法通过第三信号源和/或调制器生成补偿信号，使得获得的第一互调信号分量u_rPIM(t)最小化。

在优选实施例中，根据本发明的用于优选地利用固有干扰的补偿而测量无源互调的测量装置包括测量系统、控制器单元和补偿单元(预失真单元)。利用补偿单元将固有干扰(或第一互调信号分量)与要测量的第二互调信号分量分离。在接收器中，可以对固有干扰进行解调、检测和/或其功率确定。可以在控制单元中计算用于校正信号的参数，然后可以在信号源和调制器中生成补偿信号(校正信号)，并且将其耦合到信号传输路径中。可选地或者另外地，控制环路迭代地改变补偿信号的参数，直到固有干扰最小化为止。

在下面的描述中参考附图说明本发明的其它有利特征，其中对于在说明书中没有详细说明的对本发明重要的细节，特别地参考附图。

附图说明

图1是示出从BTS到天线的传输路径的示意图。

图2是示出传统PIM测试装置的设置的框图。

图3是示出根据本发明第一实施例的被设计用于执行根据本发明的方法的测量装置的示意图。

图4是在生成三阶互调信号之后的信号传输路径中的信号的示意图。

图5是第一互调信号分量u_rPlM、补偿信号u_cPlM和第二互调信号分量u_PlM的示例性表示。

图6是定向耦合器的示意图。

图7是用于使用控制参数振幅和相位生成和优化补偿信号的迭代方法的示意图。

图8是示出根据本发明的第二实施例的被设计成执行根据本发明的方法的测量装置的示意图。

图9示出通过距离测量来分离DUT中的固有干扰和互调。

具体实施方式

图3是根据本发明的用于执行根据本发明的用于利用预失真测量PIM的方法的测量装置的第一实施例的示意图。该实施例包括测量单元200、预失真单元210、控制器单元220和被测装置(DUT)225。

测量单元：测量单元200包括至少2个信号源201和202、至少2个放大器203、合成器204、滤波器205和接收器206。

信号源：两个信号源201和202与控制器单元220连接。它们生成信号u₁(t)和u₂(t)，根据实施例，这些信号可以是正弦的或调制的。优选地，这两个信号具有不同的载波频率f₁和f₂。

放大器：两个信号源与两个放大器203连接。

合成器：合成器204一方面与两个放大器203连接，另一方面与滤波器205的TX路径连接。

滤波器：滤波器205一方面与合成器204和接收器206连接。另一方面，滤波器205与(定向)耦合器213连接。

接收器：接收器206一方面与滤波器205连接，另一方面与控制器单元220连接。

预失真单元：预失真单元210包括：信号源211、调制器212、耦合器213、接收器214和滤波器215。

信号源：预失真单元包括用于生成补偿信号的至少一个载波频率(例如，2f₁-f₂)的信号源211，其一方面与控制器单元220连接，另一方面与调制器212。

调制器：调制器212与信号源211、控制器单元220和耦合器213连接，并且用于调制由信号源211生成的信号以生成补偿信号。

第二接收器：第二接收器214与耦合器213和控制器单元220连接。该接收器214用于接收并可以测量要最小化的固有信号的去耦合分量(或第一互调信号分量)。

耦合器：耦合器213将测量单元200与DUT 225以及第二接收器214和调制器212连接。

下面定义在互调期间出现的信号的指定。

图4通过示例示出两个信号和PIM的生成。两个信号u₁和u₂具有载波频率f₁和f₂。由此根据下式在非线性处生成阶数为o的互调产物u_PIM,o。

f_pim＝nf₁+mf₂ (1)

o＝|n|+|m| (2)

在图4中示出两个信号u₁和u₂以及互调产物(在示例中示出为具有频率2f₁-f₂和2f₂-f₁的3阶u_PIM,3)。在根据图1的装置的情况下，u₁和u₂位于图4中以TX标识的传输频带内。如果如图4所示，u_PIM,3落在图4中以RX标识的接收频带内，则传输装置的功能尤其受到干扰。变量m、n、o是整数。

测量单元200用于测量DUT中的无源互调。为此，首先在两个信号发生器201和202中生成两个信号u1和u2。这些信号可以是振幅和相位调制的。在所描述的实施例中，u₁是相位调制的，u₂是正弦的。

在合成器204中，将u₁和u₂相加以生成u_tx。滤波器的输出处的信号u_tot包括(不考虑固有干扰和下面解释的校正信号)以下成分。

u'_tot(t)＝u₁(t)+u₂(t)+u_PIM，o(t) (5)

在滤波器205中，TX频带和RX频带被分离，使得信号u_PIM,o存在于接收器206的输入处。在计算频率f_PIM之后，接收信号u_PIM,o，并且对信号的功率进行测量和数字化。经由总线，功率被发送到控制器单元220，并在控制器单元220处被显示。信号振幅可以用作线路质量的度量。信号还可用于定位故障。在这方面，我们参考公开文献DE 10 2010 015 102 A1和DE 10 2012 023 448 A1，其涉及信号传输路径中的缺陷点的位置的内容通过参考的方式而全部并入本文中。

下面更详细地说明作为根据本发明的方法的特征的方法步骤。

根据与PIM的情况相同的机制，在非线性处，特别是在合成器204中、在滤波器205中和/或在信号传输路径中的转变处，生成以下称为残余无源互调(rPIM)的固有干扰(或第一互调信号分量)。由于固有干扰在生成时遵循相同的机制，但是其是在沿着传输路径的不同点处生成的并且具有不同的振幅，因而阶数o的rPIM可以表示为如下。

其中，a_rPIM表示振幅。用表示相移。在图5a中表示针对u_rx的测量结果的失真。信号u_PIM和u_rPIM的两个指针加起来为信号u_rx。功率测量的失真是由于u_rx和u_PIM的指针长度的差异而导致的。

预失真的影响：根据本发明的方法的基本思想包括补偿固有干扰并由此提高测量的精度。为此，生成补偿信号u_c(也称为u_cPIM)，其消除信号u_rPIMo。

u_c+u_rPIM，o＝0 (7)

图5b示出指针图中的信号u_PIM、u_rPIM和u_c。

在调制器212中生成补偿信号u_c。信号u_PIM(t)具有如下时间进展。

u_PIM(t)＝a_PIMe^{jπ(nf1+mf2)t}ej^(m+n)θ1(t) (8)

为此，在控制器单元中计算系数m和n。从等式(1)和等式(8)如下地确定信号u₃(t)。

u₃(t)＝u_PIM(t) (9)

频率f_pim和信号形式的参数经由总线被发送到信号发生器，并且在信号发生器处生成信号u₃(t)。

为此，在调制器中对信号发生器212的信号u₃进行相乘，使得生成具有以下形式的信号。

u_c(t)＝u₃(t)a_rPIMe^jφ (10)

用于计算校正信号u_c的关键重点在于信号u_PIM和u_rPIM的分离。在第一实施例中，这是通过使用定向耦合器来实现的。为了能够计算振幅a_rPIM和相位在耦合器213中从信号u_tot对信号u_rx2进行去耦合。在图6中示出耦合器213的功能。因此，传输信号u_tot被馈送到输入处。信号u_rx2被去耦合，通过耦合衰减k被衰减。作为次最佳方向性r的结果，来自DUT的u_PIM的部分信号也耦合到信号u_rx2中，使得从下式导出信号u_rx2。

u_rx2＝ku_tot+kru_PIM (11)

信号u_rx2被接收器214接收并测量功率P_rPIM。接收器214的测量带宽可以不同于接收器206的测量带宽。测量出的功率经由总线被传递到控制单元。

在频率和信号形式方面，u_3(t)的信号形式是已知的，并且在测量过程之前对其计算一次，并且经由总线将其设置在信号发生器上。由于干扰rPIM可取决于环境影响，例如温度，因此其需要随后在测量装置的操作过程期间被调整。参数a_rPlM和用于调整。为此，解出如下等式。

P_rPIM(a_rPIM，φ_rPIM)＝0 (12)

由于只有一个测量值P_rPIM可用于调节2个参数，因而这是在迭代方法之后进行的。这种迭代方法通过图7中的示例表示。迭代处理从值对0：a₀，开始。测量出的PIM的振幅例如可以用作a₀的估计值，例如用于对于具有结果1：a₁，的第一迭代步骤，随常数α变化，直到P_rPIM的测量功率最小为止。在所示的示例中，由此实现P_rPIM1。在第二迭代步骤中，振幅随着常数变化，直到再次达到最小值P_rPIM2为止，其中P_rPIM2<P_rPIM1。重复该方法，直到测量出的功率P_rPIM的无改善导致P_rPIM,n+1≈P_rPIM,n为止。

可选实施例

在可选实施例中，使用对接收信号u_rx进行去耦合并且对rPIM和PIM干扰进行分离的不同方法。

在用于测量无源互调的测量装置中使用如下方法：这些方法使得能够实现用于测量测量装置与故障的距离的方法。在DE 10 2012 023 448 A1中描述了使得这种测量成为可能的方法。

由此对信号u₁进行频率调制，使得得到根据DE 10 2012 023 448 A1中描述的方法的信号形式。由此，频率f₁从开始频率f_1start到结束频率f_1stop随时间(扫频)而连续地和重复地变化，使得得到下式。

根据DE 10 2012 023 448 A1的公开内容，在接收器中生成差频f_d，通过该频率可以根据下式计算到故障I的距离。

图9示出测量装置和DUT的空间配置与差频f_d之间的关系。图9a示出通过具有长度l_DUT的线缆与DUT连接的测量装置。在图9b中表示测量信号u_mess的相应频率。根据(14)，DUT中的互调生成具有频率f_dDUT的测量信号。

在第二实施例中，对测量信号进行滤波，其中仅使用具有频率<f_dmin的电压来确定rPIM的功率。以这种方式，实现PIM和rPIM的分离。因为仅具有频率>f_dDUT的信号被用于测量PIM，所以实现了如下定义的l_min的分辨率极限(resolution limit)。

现在可以基于针对rPIM确定的并且被引入到信号传输路径中的功率来生成补偿信号。