传输导频信号的方法和设备与流程

本发明涉及通信领域，并且更具体地，涉及传输导频信号的方法和设备。

背景技术：

导频信号，也称为导频序列，包括非零导频(non-zeropilot)和零导频(又称为空导频，nullpilot)。导频序列常用于通信系统的信道估计和射频失真(radiofrequencydistortion)补偿。信道和射频失真的特性取决于环境、频率范围、系统设置和收发器的实现误差等因素。因此，不同条件下的导频序列的设计也有所差异。此外，导频信号在频域传输或在时域上传输时，其设计也有区别。

频域的导频信号主要应用于多载波系统如正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)系统、单载波频分多址(single-carrierfrequency-divisionmultipleaccess，sc-fdma)系统和离散傅里叶变换预编码的正交频分复用(discretefouriertransform-precodedofdm，dft-precodedofdm)系统等。导频信号可以用于估计信道，估计射频失真条件下的干扰，例如相噪、频偏和同相和正交相位不平衡(in-phaseandquadrature-phaseimbalance，iqi)，还可以用于单载波系统频域均衡。

现有的导频序列的设计方案主要分为无射频失真条件下的导频序列的设计和射频失真条件下的导频序列设计。现有的射频失真条件下的导频序列的设计方案主要有针对信道+iqi的导频序列设计、针对信道+相位噪声的导频序列设计和针对信道+相位噪声+频偏的导频序列设计等等。但是针对相噪引起的载波间干扰(inter-carrier/inter-sub-carrierinterference，ici)和iqi引起的镜像干扰(mirrortoneinterference，mti)的导频序列设计则较少。

现有的导频序列设计方案，要么只考虑镜像干扰(mti)，要么只考虑载波间干扰(ici)，或者mti和ici的影响均未考虑。因此，当rfd水平较高时，ici和/或mti会严重影响系统的性能，使得系统在现有的导频设计方案下无法正常工作。

技术实现要素：

本发明提供一种传输导频信号的方法和设备，能够减小射频失真对系统的影响，提高系统的性能。

第一方面，提供了一种传输导频信号的方法，所述方法包括：确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，所述导频间隔是根据射频失真条件下干扰的扩展长度确定的；根据所述导频间隔生成所述导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述导频序列的非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。

换而言之，该方法可以包括：生成导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔是根据射频失真条件下干扰的扩展长度确定的，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。

从结果上来看，该方法可以包括：确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，所述导频间隔大于或等于1；根据所述导频间隔生成所述导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述导频序列的非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。或者，该方法可以包括：生成导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于1，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。

因此，在本发明中，为系统分配非零导频载波的同时，还为系统分配零导频载波，非零导频的导频间隔设计基于不被不干扰的原则，使非零导频载波和数据受到干扰的影响明显减弱，从而使得系统受射频失真的影响较小，提升系统的性能。

在第一方面的一种可能的实现方式中，所述确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，可以包括：根据所述射频失真条件下干扰的扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离；根据所述非零导频最小抗干扰距离，确定所述导频间隔，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离。

可选地，所述扩展长度包括载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度。或者，换而言之，干扰包括载波间干扰ici和镜像干扰mti。

在本实现方式中，同时考虑相噪引起ici以及iqi引起mti的影响。根据射频失真条件下ici扩展长度和mti扩展长度确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，由此将ici和iqi与非零导频错开，使干扰不影响导频子载波，从而提升系统的性能。

在第一方面的一种可能的实现方式中，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波左右分别相邻的子载波为空子载波。由此，可以进一步减小mti对系统性能的影响。

在第一方面的一种可能的实现方式中，所述导频序列用于估计等效信道增益，所述导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，所述根据所述导频间隔生成所述导频序列，包括：根据所述导频间隔和系统的等效信道相干带宽，生成所述导频序列。本可能的实现方式，用于估计等效信道增益的场景，其设计使得导频序列最终等效的导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，且导频序列最终等效的导频间隔小于或等于系统的等效信道相干带宽。

在第一方面的另一种可能的实现方式中，所述导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述导频间隔使得所述至少两种干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值。

本可能的实现方式中，所述方法还包括：所述发送所述导频序列，包括：在相应的符号上发送所述导频序列；所述方法还包括：在所述符号上还发送数据信号。

在第一方面的另一种可能的实现方式中，所述导频序列包括第一类导频序列和第二类导频序列，所述第一类导频序列用于估计等效信道增益，所述第一类导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔为第一导频间隔，所述第二类导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔为第二导频间隔，所述根据所述导频间隔生成所述导频序列，包括：生成所述第一类导频序列，所述第一类导频序列根据所述第一导频间隔和系统的等效信道相干带宽生成，所述第一导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值；生成所述第二类导频序列，所述第二类导频序列根据所述第二导频间隔生成，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第二导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述第二导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值；所述发送所述导频序列，包括：在第一类符号上发送所述第一类导频序列；在第二类符号上发送所述第二类导频序列。

在第一方面的一种可能的实现方式中，所述导频序列由多个基本导频单元级联生成，所述基本导频单元中包括一个非零导频。

第二方面，提供了一种传输导频信号的方法，所述方法包括：获取射频失真条件下的载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度；根据所述ici扩展长度和所述mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离；根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，且非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。

换而言之，所述方法包括：根据射频失真条件下的载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离；根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，且非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。

在第二方面的一种可能的实现方式中，所述导频序列用于估计等效信道增益，所述ici扩展长度为κ个子载波，所述mti扩展长度为ι个子载波，所述根据所述ici扩展长度和所述mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离，包括：根据所述ici扩展长度为κ个子载波和所述mti扩展长度为ι个子载波，确定用于估计等效信道增益的第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain＝max(κ+1,2ι+2)。

其中，ifdmain＝max(κ+1,2ι+2)是一种可选的实现方式，其镜像子载波占一个子载波，mti的单边扩展长度为ι，双边扩展长度为为2ι，因此需要的空载波个数为2ι+1，非零导频的导频间隔从mti角度看需要大于或等于2ι+2。

在第二方面的一种可能的实现方式中，非零导频的子载波对应的镜像子载波左右分别相邻的子载波可以为空子载波。

其中，一种具体的例子为：所述系统具有单数字通道，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain小于或等于等效信道相干带宽，在一个符号上生成所述导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离；如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain大于所述等效信道相干带宽，在m个符号上生成m个导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述m个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同，其中，m为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整。

另一种具体的例子为：所述系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain的k倍小于或等于等效信道相干带宽，在一个符号上生成k个导频序列，所述k个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述k个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同；如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain的k倍大于所述等效信道相干带宽，且所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain小于或等于所述等效信道相干带宽，在n个符号上生成k个导频序列，其中，n小于或等于k，第n个符号上生成kn个导频序列，n的取值为1,2,…,n，kn小于或等于k0，k0为对等效信道相干带宽/ifdmain下取整，所述第n个符号上的kn个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述第n个符号上的kn个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同；如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain大于所述等效信道相干带宽，在mk个符号上生成mk个导频序列，每个数字通道在m个符号上生成m个导频序列，其中，m为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整，每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，每个数字通道的所述m个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

在第二方面的一种可能的实现方式中，所述ici扩展长度为κ个子载波，所述mti扩展长度为ι个子载波，所述根据所述ici扩展长度和所述mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离，包括：根据所述ici扩展长度为κ个子载波和所述mti扩展长度为ι个子载波，确定用于估计ici和mti的第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti＝2(κ+ι+1)。

应理解，所述导频序列用于估计ici和mti，或，所述导频序列用于估计等效信道增益以及估计ici和mti。

一种具体的例子为：所述系统具有单数字通道，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：如果所述导频序列的长度小于或等于一个符号上导频可用信道带宽，在一个符号的直流载波的左侧的连续子载波组和右侧的连续子载波组上分别生成包括v个非零导频的导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，其中，v大于1。

另一种具体的例子为：所述系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：如果k个数字通道的导频序列的总长度小于或等于一个符号上导频可用信道带宽，在一个符号上生成k个导频序列，所述k个导频序列中每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，所述k个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同；如果k个数字通道的导频序列的总长度大于一个符号上导频可用信道带宽，在t个符号上生成k个导频序列，其中，t小于或等于k，第t个符号的导频可用信道带宽上生成kt个导频序列，t的取值为1,2,…,t，kt小于或等于k'0，一个符号最多可传输k'0个数字通道的导频序列，所述k个导频序列中每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，所述第t个符号上的kt个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。其中，每个导频序列中包括v个非零导频，v大于1。

第二方面的一种可能的实现方式中，所述导频序列由基本导频单元级联生成，所述基本导频单元中包括一个非零导频，两个所述基本导频单元级联时，两个所述基本导频单元中的两个非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

第二方面的一种可能的实现方式中，所述方法还包括：在发送所述导频序列的符号上，还发送数据信号。

第二方面的一种可能的实现方式中，所述系统具有单数字通道，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti小于或等于等效信道相干带宽，在一个符号上生成所述导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离；如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti大于所述等效信道相干带宽，在u个符号上分别生成u个导频序列，所述u个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同，所述u个导频序列中的每个导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离其中，u为对ifdici,mti/等效信道相干带宽上取整。

本实现方式中，所述导频序列可以用于估计等效信道增益以及估计ici和mti。

第二方面的一种可能的实现方式中，所述ici扩展长度为κ个子载波，所述mti扩展长度为ι个子载波，所述根据所述ici扩展长度和所述mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离，包括：根据所述ici扩展长度为κ个子载波和所述mti扩展长度为ι个子载波，确定用于估计等效信道增益的第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain＝max(κ+1,2ι+2)；根据所述ici扩展长度为κ个子载波和所述mti扩展长度为ι个子载波，确定用于估计ici和mti的第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti＝2(κ+ι+1)。

本实现方式中，所述导频序列可以用于估计等效信道增益以及估计ici和mti。

一种具体的例子为：所述系统具有单数字通道，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：在第一类符号上生成第一类导频序列，所述第一类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离；在所述第一类符号后的第二类符号上生成第二类导频序列，所述第二类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

具体地，如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain小于或等于等效信道相干带宽，在一个第一类符号上生成一个第一类导频序列，所述第一类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，且小于或等于所述等效信道相干带宽；如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain大于所述等效信道相干带宽，在y个符号上生成y个第一类导频序列，所述第一类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述y个第一类导频序列中的任意两个第一类导频序列的非零导频对应的子载波不同，其中，y为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整；在所述第一类符号后的第二类符号上生成第二类导频序列，所述第二类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

另一种具体的例子为：所述系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti的k倍小于或等于等效信道相干带宽，在一个符号上生成k个导频序列，所述k个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，所述k个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同；如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti的k倍大于所述等效信道相干带宽，且所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti小于或等于所述等效信道相干带宽，在w个符号上生成k个导频序列，其中，w小于或等于k，第w个符号上生成kw个导频序列，w的取值为1,2,…,w，kw小于或等于k”0，k”0为对等效信道相干带宽/ifdici,mti下取整，所述第w个符号上的kw个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，所述第w个符号上的kw个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同；如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti大于所述等效信道相干带宽，且所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain小于或等于所述等效信道相干带宽，在k个a类符号上分别生成k个a类导频序列，在k个b类符号上分别生成k个b类导频序列，其中，所述a类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述b类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离；如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain大于所述等效信道相干带宽，对于k个数字通道的每个数字通道，在x个连续的a类符号上生成x个a类导频序列，其中，x为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整，在x个连续的a类符号后的一个b类符号上生成一个b类导频序列，每个数字通道的所述x个a类导频序列中的任意两个a类导频序列的非零导频对应的子载波不同，所述a类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述b类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

第三方面，提供了一种传输导频信号的方法，包括：接收导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔是根据射频失真条件下干扰的扩展长度确定的，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；根据所述导频序列估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰。

从结果上来看，该方法可以包括：接收导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于1，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；根据所述导频序列估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰。

在第三方面的一种可能的实现方式中，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波左右分别相邻的子载波也为空子载波。

在第三方面的一种可能的实现方式中，所述导频序列用于估计等效信道增益，是根据系统的等效信道相干带宽生成的，所述导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值。

在第三方面的另一种可能的实现方式中，所述导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述导频间隔使得所述至少两种干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值。

其中，所述方法可以还包括：在接收所述导频序列的符号上，还接收数据信号。

在第三方面的另一种可能的实现方式中，所述接收导频序列，包括：在第一类符号上接收第一类导频序列，所述第一类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第一导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值；在第二类符号上接收第二类导频序列，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第二导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述第二导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值；所述根据所述导频序列估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰，包括：根据所述第一类导频序列估计等效信道增益。根据所述第二类导频序列估计射频失真条件下的至少两种干扰。

在第三方面的一种可能的实现方式中，所述导频序列由多个基本导频单元级联生成，所述基本导频单元中包括一个非零导频。

在第三方面的一种可能的实现方式中，所述扩展长度包括载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度，所述少两种干扰包括ici和mti。

在第三方面的一种可能的实现方式中，所述所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离，所述非零导频最小抗干扰距离是根据所述射频失真条件下干扰的扩展长度确定的。

第四方面提供了一种传输导频信号的设备，该设备用于执行上述第一方面或第一方面的任一可能的实现方式中的方法。该设备可以包括处理模块和发送模块。

第五方面提供了一种传输导频信号的设备，该设备包括处理器、收发器和存储器，用于执行第一方面和其相应的实现方式，并且第五方面的设备的各器件可以与第四方面的设备相应模块对应。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是一种导频序列设计方案的示意图。

图2是另一种导频序列设计方案的示意图。

图3是另一种导频序列设计方案的示意图。

图4a、图4b和图4c是本发明实施例的导频序列设计方案的示意图。

图5是本发明一个实施例的传输导频信号方法的示意性流程图。

图6a、图6b和图6c是本发明实施例的第一组设计方案的设计思想示意图。

图7a和图7b示出是本发明实施例的第二组设计方案和第三组设计方案的设计思想的示意图。

图8是本发明实施例的导频序列设计下rfd对各个子载波的影响的示意图。

图9是本发明一个实施例的导频序列设计的示意图。

图10是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图11是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图12是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图13是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图14是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图15是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图16是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图17是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图18是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图19是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图20是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图21是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图22是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图23是本发明另一个实施例的导频序列设计的示意图。

图24是应用本发明一个实施例的ofdm系统的示意性框图。

图25是应用本发明一个实施例的系统的误比特率的曲线图。

图26是本发明一个实施例的传输导频信号设备的示意性框图。

图27是本发明另一个实施例的传输导频信号设备的示意性框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

导频信号，本发明实施例中也称为导频序列，包括非零导频(non-zeropilot)和零导频(又称为空导频，nullpilot)。导频序列常用于通信系统的信道估计和射频失真(radiofrequencydistortion)补偿。信道和射频失真的特性取决于环境、频率范围、系统设置和收发器的实现误差等因素。因此，不同条件下的导频序列的设计也有所差异。此外，导频信号在频域传输或在时域上传输时，其设计也有区别。本发明实施例讨论在频率域上传输导频信号的情况。

频域的导频信号主要应用于多载波系统如正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)系统、单载波频分多址(single-carrierfrequency-divisionmultipleaccess，sc-fdma)系统和离散傅里叶变换预编码的正交频分复用(discretefouriertransform-precodedofdm，dft-precodedofdm)系统等。导频信号可以用于估计信道，估计射频失真的干扰，例如相噪、频偏和同相和正交相位不平衡(in-phaseandquadrature-phaseimbalance，iqi)。导频信号还可以用于其他有同样等效信道信号模型的其他多载波系统，例如通用滤波多载波(universalfilteredmulti-carrier，ufmc)系统、广义频分复用(generalizedfrequencydivisionmultiplexing，gfdm)和单载波频域均衡系统等。

现有的导频序列的设计方案主要分为无射频失真条件下的导频序列的设计和射频失真条件下的导频序列设计。由于实际系统中一般都存在射频失真，本发明实施例应用于射频失真条件下的导频序列设计。现有的射频失真条件下的导频序列的设计方案主要有针对信道+iqi的导频序列设计、针对信道+相位噪声的导频序列设计和针对信道+相位噪声+频偏的导频序列设计等等。但是针对相噪引起的载波间干扰(inter-carrier/inter-sub-carrierinterference，ici)和iqi引起的镜像干扰(mirrortoneinterference，mti)的导频序列设计则较少。

图1示出了现有的一种导频序列设计方案。该方案对于mti和ici对导频序列的影响均未考虑。如图所示，当rfd水平较高时，ici和/或mti会严重影响系统性能，导频序列中各位置的信号会受到旁边子载波的干扰(ici)和镜像干扰(mti)。导频序列中非零导频和零导频都受到很大干扰，导致等效信道增益的估计不准确，使得系统在现有的导频设计方案下无法正常工作。其中，图中的dc(directcurrent)表示直流子载波。

图2示出了现有的另一种导频序列设计方案。该方案未考虑ici对导频序列的影响。如图所示，当rfd水平较高时，导频序列中非零导频和零导频都受到很大干扰，使得系统在现有的导频设计方案下无法正常工作。

图3示出了现有的又一种导频序列设计方案。该方案对于mti和ici对导频序列的影响均未考虑。如图所示，接收导频被数据的ici以及其它导频的mti破坏，导致信道估计不准确，数据解调性能恶化。

综上所述，现有的导频序列设计方案，要么只考虑镜像干扰(mti)，要么只考虑载波间干扰(ici)，或者mti和ici的影响均未考虑。因此，当rfd水平较高时，ici和/或mti会严重影响系统的性能，使得系统在现有的导频设计方案下无法正常工作。

本发明实施例针对现有方案的以上不足，提出了新的有效的导频序列的设计方案。本发明实施例中导频序列的设计可以分为两种类型。第一类导频序列，如图4a所示，该类导频序列所在的ofdm符号的所有有用子载波都用来发送导频(包括非零导频或零导频)。通常，第一类导频序列所在的ofdm符号放在发送帧的最前面，或者插在发送帧的中部，或者穿插在整个发送帧里面。第二类导频序列，如图4b所示，在同一个ofdm符号内同时发送数据及导频(包括非零导频或零导频)。如图4c所示，第一类导频序列和第二类导频序列还可以结合在一起设计。

为了方便描述，对导频序列设计过程中涉及的参数基概念进行定义。

将ofdm的子载波进行编号，索引0对应直流子载波，较直流子载波频率低的一侧的子载波索引为负，较直流子载波频率高的一侧的子载波索引为正。

子载波间隔为δf

快速傅里叶变换(fastfouriertransformation，fft)点数ndft

有效子载波范围：[-nl,nr]

单边明显的ici扩展长度为κ个子载波

单边明显的mti扩展长度为ι个子载波

直流子载波右侧(频率高的一侧)第一个有用子载波索引l1，例如l1＝1表示只有直流子载波没有被使用，l1＝2表示有3个子载波未被使用，即直流子载波及其左右各一个子载波未被使用

第n个ofdm符号在直流子载波左侧和右侧非零导频的索引集合分别为和

第n个ofdm符号非零导频的索引集合为

第n个ofdm符号非零导频的镜像索引集合为jnzpm,n＝-jnzp,n，其中，直流子载波左右对称位置的子载波互为镜像子载波

第n个ofdm符号上第k个数字信道的直流子载波左侧和右侧非零导频的索引集合分别为和非零导频的索引集合为非零导频的镜像索引集合为

第n个ofdm符号在直流子载波右侧非零导频和零导频的索引集合为

第n个ofdm符号在直流子载波左侧非零导频和零导频的索引集合为

归一化的等效信道相干带宽为即个子载波，其中，表示向上取整，对于频域不相关的iqi系统，wcoh表示信道的相干带宽；对于频域相关的iqi系统，wcoh表示等效信道(信道+频域相干iqi)的相干带宽。在归一化的等效信道相干带宽内，可以认为信道基本保持不变。

应理解，本发明各实施例中，扩展长度是指由于干扰扩展所导致的在频域上的影响范围。具体而言，扩展长度范围内的子载波会对非零导频造成干扰。非零导频会受到旁边所有子载波的干扰，例如对于ici，离非零导频越近的子载波，对非零导频的干扰越大。例如，ici扩展长度是指由于ici扩展所导致的在频域上的影响范围，具体如由于ici扩展所导致的在频域上影响的子载波的个数。mti扩展长度是指由于mti扩展所导致的在频域上的影响范围，具体如由于mti扩展所导致的在频域上影响的子载波的个数。当然干扰的扩展不仅仅以子载波个数为单位，也可以以其他方式作为单位，本发明实施例对此不作限定。

图5示出了根据本发明实施例提供的传输导频信号的方法的示意性流程图，该方法可以由发送设备执行。如图5所示，该方法包括：

s501，确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，所述导频间隔是根据射频失真条件下干扰的扩展长度确定的；

s502，根据所述导频间隔生成所述导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述导频序列的非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；

s503，发送所述导频序列。

换而言之，发送设备生成导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔是根据射频失真条件下干扰的扩展长度确定的，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。

从结果上来看，该方法可以包括：确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，所述导频间隔大于或等于1；根据所述导频间隔生成所述导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述导频序列的非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。或者，该方法可以包括：生成导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于1，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。

在本发明实施例中，为系统分配非零导频载波的同时，还为系统分配零导频载波，非零导频的导频间隔设计基于不被不干扰的原则，使非零导频载波和数据受到干扰的影响明显减弱，从而使得系统受射频失真的影响较小，提升系统的性能。

应理解，本发明各实施例中所讨论的干扰主要涉及ici和mti，当然当系统中存在其他干扰时也可以以考虑类似ici和mti的方式，将其对导频序列设计的影响考虑进来。对应上文，所述扩展长度包括载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度。

ici扩展长度又可以称为ici扩展因子，mti扩展长度又可以称为mti扩展因子。ici扩展因子和mti扩展因子可以是单边的也可以是双边的，并且可以根据不同准则选取不同的配置，本发明实施例对此不作限定。

因此，同同时考虑相噪引起ici以及iqi引起mti的影响。根据射频失真条件下ici扩展长度和mti扩展长度确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，由此将ici和iqi与非零导频错开，使干扰不影响导频子载波，从而提升系统的性能。应理解，本发明实施例主要针对发送设备和接收设备均存在高射频失真的系统，其各个rf通道的射频失真会引起非相干的ici和mti。

具体而言，s501确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，可以包括：

根据所述射频失真条件下干扰的扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离；

根据所述非零导频最小抗干扰距离，确定所述导频间隔，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离。

其中，在此之前还可以获取射频失真条件下的干扰的扩展长度。具体到ici和mti两种干扰，则为获取射频失真条件下的载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度。

具体地，发送导频序列的过程可以如下：

获取射频失真条件下的干扰的扩展长度；

根据所述扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离；

根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，且非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；

发送所述导频序列。

本发明实施例中，根据rfd的水平、信道设置的不同或者系统设置的不同，导频序列的设计参数也有所不同。本发明实施例针对具有频域选择性信道，发送设备和/或接收设备存在rfd的ofdm、sc-fdma或其他多载波系统提出的导频序列设计方案，包括：用于估计等效信道增益的导频序列的设计方案；用于估计ici系数和mti系数的导频序列的设计方案；以及用于估计等效信道增益和估计ici系数及mti系数的导频序列的设计方案。

具体地，所述方法可以包括：获取射频失真条件下的载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度；根据所述ici扩展长度和所述mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离；根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，且非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；发送所述导频序列。

本发明实施例的传输导频信号的方法区别于现有的导频序列的设计方案的地方在于：为系统分配非零导频载波的同时，还为系统分配零导频载波，非零导频的导频间隔设计基于不被不干扰的原则，使非零导频载波和数据受到mti和ici的影响明显减弱，从而使得系统受rfd的影响较小，提升系统的性能。

上文已经介绍了本发明实施例涉及的两类导频序列。具体地，本发明实施例的导频序列的设计方案可以分为4组。第一组设计方案为将第一类导频序列，用于估计等效信道增益；第二组设计方案为将第二类导频序列，用于估计ici系数和mti系数；第三组设计方案为将第一类导频序列，用于估计等效信道增益和估计ici系数及mti系数；第四组设计方案为将第一组设计方案和第二组设计方案结合起来，用于估计等效信道增益和估计ici系数及mti系数，成为混合类型的导频序列的设计方案。

下面首先大致介绍本发明实施例中不同场景下导频序列的设计思路。应理解，本发明实施例中可以不使用直流子载波(dc)，将其在图中用虚线标示。

图6a、图6b和图6c示出的为第一组设计方案，用于估计等效信道增益，导频序列覆盖整个有效子载波范围。所述导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，所述生成导频序列，包括：根据系统的等效信道相干带宽，生成所述导频序列。本组设计方案，用于估计等效信道增益的场景，其设计使得导频序列最终等效的导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，且导频序列最终等效的导频间隔小于或等于系统的等效信道相干带宽。第一阈值可以是根据系统对干扰的容忍程度确定的。具体而言，通过参考系统中存在的干扰的扩展长度可以设计导频间隔，使之符合干扰对非零导频的影响小于第一阈值。图6a对应的ici扩展长度κ＝1，mti扩展长度ι＝0。图6b和图6c对应的ici扩展长度κ＝1，mti扩展长度ι＝1。

具体而言，由于每一个子载波都会受到周围子载波的载波间干扰(ici)，以及镜像位置的镜像干扰(mti)。因此，为了使非零导频不受ici和mti扩展的影响，在非零导频之间插入适当数量的零导频，即插入零导频获得的非零导频间的导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于一定的阈值，例如第一阈值。换而言之，发送设备在多个导频子载波上分别发送非零导频信号，任意两个相邻的非零导频子载波之间至少有一个空子载波，该空子载波不发送信号，并且非零导频位置的镜像子载波也为一个空子载波。优选地，非零导频的子载波对应的镜像子载波左右分别相邻的子载波也为空子载波(如图6b和图6c所示)。由此，可以进一步减小mti对系统性能的影响。

具体地，至少max(κ,2ι+1)个(其中，max(a,b)表示取a和b中值较大的作为输出)零导频被插入非零导频之间，使得ici和mti的扩展落入空子载波的位置。max(κ+1,2ι+2)称为估计等效信道增益非零导频的最小抗干扰距离，也可以称为第一非零导频最小抗干扰距离，用ifdmain表示。

其中，ifdmain＝max(κ+1,2ι+2)是一种可选的实现方式，其镜像子载波占一个子载波，mti的单边扩展长度为ι，双边扩展长度为为2ι，因此需要的空载波个数为2ι+1，非零导频的导频间隔从mti角度看需要大于或等于2ι+2。

在一个可选的实施例中，非零导频的子载波对应的镜像子载波左右分别相邻的子载波也可以为空子载波。

相应地，所述导频序列用于估计等效信道增益，所述ici扩展长度为κ个子载波，所述mti扩展长度为ι个子载波，根据所述ici扩展长度和所述mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离，可以包括：

根据所述ici扩展长度为κ个子载波和所述mti扩展长度为ι个子载波，确定用于估计等效信道增益的第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain＝max(κ+1,2ι+2)。

继而，根据系统的等效信道相干带宽和第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain，可以生成导频序列。如果非零导频的导频间隔小于或等于等效信道相干带宽，由于在信道相干带宽内信道基本不变，因此，通过一个符号可以满足信道估计的需求。否则，需要多个导频符号进行联合估计，使得联合后的相邻非零导频间隔小于或等于等效信道相干带宽。

图7a和图7b示出的为第二组设计方案和第三组设计方案，用于估计ici系数和mti系数，或用于估计等效信道增益及估计ici系数和mti系数。图图7a对应的ici扩展长度κ＝1，mti扩展长度ι＝0。图7b对应的ici扩展长度κ＝1，mti扩展长度ι＝1。

具体地，可以在非零导频之间插入2κ+2ι+1个零导频，使得非零导频的ici和mti被减弱，并且不受ici和mti扩展的影响。2κ+2ι+2称为抗ici和mti的非零导频最小抗干扰距离，也可以称为第二非零导频最小抗干扰距离，用ifdici,mti表示。

第二组设计方案和第三组设计方案与第一组设计方案的差别在于，第一组设计方案中导频间隔的选择只需要保证ici扩展和mti扩展不干扰非零导频，ici和mti可能会重合。而第二组设计方案和第三组设计方案中导频间隔的选择原则除了保证ici扩展和mti扩展不干扰非零导频，还需要满足ici扩展和mti扩展之间互相不干扰，这样才能较准确的估计出ici及mti。因此，以导频间隔等于非零导频最小抗干扰距离来设计导频序列时，第二组设计方案和第三组设计方案的非零导频的导频间隔大于第二组设计方案和第三组设计方案。以导频间隔大于非零导频最小抗干扰距离来设计导频序列时，第二组设计方案和第三组设计方案的非零导频的导频间隔大于或等于第二组设计方案和第三组设计方案。

相应地，所述导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述导频间隔使得所述至少两种干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值。第二阈值可以是根据系统对干扰的容忍程度确定的。具体而言，通过参考系统中存在的干扰的扩展长度可以设计导频间隔，使之符合干扰相互之间的影响小于第二阈值。

第二组设计方案和第三组设计方案的区别在于，第二组设计方案用于估计ici系数和mti系数，第三组设计方案用于估计等效信道增益及估计ici系数和mti系数。第二组设计方案中在发送所述导频序列的符号上，还发送数据信号。相应地，发送导频序列，可以包括：在符号上发送该导频序列；方法500还包括：在该符号上还发送数据信号。

针对第二组设计方案和第三组设计方案，所述根据所述ici扩展长度和所述mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离，可以包括：

根据所述ici扩展长度为κ个子载波和所述mti扩展长度为ι个子载波，确定用于估计ici和mti的第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti＝2(κ+ι+1)。

图8示出了利用本发明实施例的导频序列设计(图7a的设计)下，rfd对各个子载波的影响的示意图。由图8可以看出，非零导频基本未受到来自其他导频的ici和mti的影响，从而可以用于估计等效信道增益；零导频则用于传输ici和mti的信息，从而可以用于估计ici系数和mti系数。

第四组设计方案可以将第一组设计方案和第二组设计方案相结合。此时，所述导频序列包括第一类导频序列和第二类导频序列，所述第一类导频序列用于估计等效信道增益，所述第一类导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔为第一导频间隔，所述第二类导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔为第二导频间隔，所述根据所述导频间隔生成所述导频序列，包括：

生成所述第一类导频序列，所述第一类导频序列根据所述第一导频间隔和系统的等效信道相干带宽生成，所述第一导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值；

生成所述第二类导频序列，所述第二类导频序列根据所述第二导频间隔生成，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第二导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述第二导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值；

所述发送所述导频序列，包括：

在第一类符号上发送所述第一类导频序列；

在第二类符号上发送所述第二类导频序列。

或者，换而言之，所述导频序列包括第一类导频序列和第二类导频序列，所述第一类导频序列用于估计等效信道增益，所述第一类导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔为第一导频间隔，所述第二类导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔为第二导频间隔，所述根据所述导频间隔生成所述导频序列，包括：生成所述第一类导频序列，所述第一类导频序列根据系统的等效信道相干带宽生成，所述第一导频间隔使得干扰对非零导频的干扰小于第一阈值；生成所述第二类导频序列，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第二导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述第二导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值；所述发送所述导频序列，包括：在第一类符号上发送所述第一类导频序列；在第二类符号上发送所述第二类导频序列。

其中，所述导频序列用于估计等效信道增益，以及用于估计ici和mti，所述ici扩展长度为κ个子载波，所述mti扩展长度为ι个子载波，根据所述ici扩展长度和所述mti扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离，可以包括：

根据所述ici扩展长度为κ个子载波和所述mti扩展长度为ι个子载波，确定用于估计等效信道增益的第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain＝max(κ+1,2ι+2)；

根据所述ici扩展长度为κ个子载波和所述mti扩展长度为ι个子载波，确定用于估计ici和mti的第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti＝2(κ+ι+1)。

应理解，本发明各实施例中，形成导频序列可以有多种，其中一种为导频序列由多个基本导频单元级联生成，所述基本导频单元中包括一个非零导频。具体在下文中的例子中说明。

下面对各个导频序列设计方案进行详细的介绍。

第一组设计方案可以详细分为以下几种场景。其中一种场景为系统具有单数字通道，根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain小于或等于等效信道相干带宽，在一个符号上生成所述导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离。

具体而言，本发明实施例针对具有单数字通道(即只有1个数字模拟转换(digitaltoanalogconvert，dac)和模拟数字转换(analogtodigitalconvert，adc)通道)的系统。归一化的等效信道相干带宽为的场景下，在一个符号上生成导频序列，非零导频索引集合可以表示为：

或

其中，导频间隔可以设置为d＝ifdmain＝max(κ+1,2ι+2)，(即非零导频所在子载波的镜像位置的子载波为空子载波)。此外，当g为非负整数时，对任意满足0≤g≤g的整数g，可以设置d＝ifdmain+g，本发明实施例对此不作限定。

图9为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，d＝ifdmain＝3,l1＝1，nl和nr均为84。因此，直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在本例子中，不使用直流子载波，直流子载波在图中用虚线表示。从图9中可以看出，非零导频与ici的扩展及mti的扩展是分开的。在本例子中，非零导频在有效频带上是等间隔分布的，并且任意两个相邻的非零导频的导频间隔不大于等效信道相干带宽，保证了频域选择性信道增益的估计的可靠性。

此外，导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain即可，并不要求非零导频在有效频带上是等间隔分布的。在本发明所有具体的例子中，直流子载波都不使用，并在图中用虚线表示，但本发明实施例对是否使用直流子载波不作限定，文中他处不再赘述。

其中另一种场景为系统具有单数字通道，根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain大于所述等效信道相干带宽，在m个符号上生成m个导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述m个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同，其中，m为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整。

具体而言，本发明实施例针对具有单数字通道的系统。归一化的等效信道相干带宽为的场景下，该数字通道需在连续的m个符号上生成并发送导频序列，其中，m为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整，即第一个符号(m＝1)上的导频序列的设计可以沿用上一例子(图9)中的设计。基于符号m＝1上的非零导频索引集合，可以确定符号m＝2,…,m上的非零导频索引集合。第m个导频ofdm符号的非零导频索引集合可以表示为：

如果或

如果

其中，d如图9的例子所定义，β的选择满足表示向下取整。

图10为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，d＝ifdmain＝3,l1＝1，nl和nr均为84。因此，在符号1上(即m＝1的符号上)直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号2上(即m＝2的符号上)直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和两个符号上两个导频序列的非零导频对应的子载波不同，因为本例子中因此需要使用两个符号上的导频序列联合进行等效信道增益的估计。

其中另一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain的k倍小于或等于等效信道相干带宽，在一个符号上生成k个导频序列，所述k个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述k个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

具体而言，本发明实施例针对具有k个数字通道的系统。归一化的等效信道相干带宽为的场景下，在一个符号上生成并发送导频序列。该符号上的导频序列的设计可以类似于图9的例子中的设计。该导频ofdm符号的非零导频索引集合可以表示为：

以及

其中，k＝2,3,…k；或

以及

其中，k＝2,3,…k。

其中，d＝ifdmain＝max(κ+1,2ι+2)，d'＝kd，和即所有通道所有非零导频所在子载波的镜像位置都为空子载波。此外，当g为非负整数时，对任意满足0≤g≤g的整数g，可以设置d＝ifdmain+g，本发明实施例对此不作限定。

图11为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，d＝ifdmain＝3，l1＝1，nl和nr均为84，k＝2。两个数字通道采用同一个符号发送导频序列。为了表达的清晰性，将对两个数字通道分开示意。对于第一个数字通道，直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和对于第二个数字通道，直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和

从图11中可以看出，非零导频与ici扩展及mti扩展是分开的。在本例子中，非零导频在有效频带上是等间隔分布的，并且任意两个相邻的非零导频的导频间隔不大于等效信道相干带宽，保证了频域选择性信道增益的估计的可靠性。

其中另一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain的k倍大于所述等效信道相干带宽，且所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain小于或等于所述等效信道相干带宽，在n个符号上生成k个导频序列，其中，n小于或等于k，第n个符号上生成kn个导频序列，n的取值为1,2,…,n，kn小于或等于k0，k0为对等效信道相干带宽/ifdmain下取整，所述第n个符号上的kn个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述第n个符号上的kn个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

具体而言，本发明实施例针对具有k个数字通道的系统。归一化的等效信道相干带宽满足的场景下，在n个符号上生成k个导频序列。首先确定每个符号上可以承载的数字通道的导频的最大值k0，k0为对等效信道相干带宽/ifdmain下取整，即定义正整数集{kn}，其中，kn≤k0，且k1+k2+...+kn＝k。本发明实施例需要n个符号发送导频序列，符号n(symn)承载kn个数字通道的导频序列。所述第n个符号上的kn个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述第n个符号上的kn个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

在本例子中，从节省开销的角度，n越小越好，并且可以尽量将导频序列集中在序号较小的符号上，例如kn≤kn-1。具体地，如k0＝2，k＝5，则可以有n＝3，k1＝2,k2＝2,k3＝1。

图12为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，k0＝2，k＝4，d＝ifdmain＝3，l1＝1，nl和nr均为84，n＝2。对于任一个符号(例如symn)，其导频序列设计可以参考图11的例子的设计，其中，k0＝2，k＝4，k1＝2，k2＝2。对于第一个符号，可以承载2个通道的导频序列，其中，第1个通道在直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和第2个通道在直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和对于第二个符号，可以承载2个通道的导频序列，其中，第3个通道在直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和第4个通道在直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和

其中另一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain大于所述等效信道相干带宽，在mk个符号上生成mk个导频序列，每个数字通道在m个符号上生成m个导频序列，其中，m为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整，每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，每个数字通道的所述m个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

具体而言，本发明实施例针对具有k个数字通道的系统。归一化的等效信道相干带宽满足的场景下，每个数字通道需在连续的m个符号上生成并发送导频序列，其中，m为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整，即因此，k个数字通道需要在mk个符号上生成mk个导频序列。每个数字通道的设计可以类似于图10的例子。

图13为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，k＝2，d＝ifdmain＝3，l1＝1，nl和nr均为84，m＝2。对于第1个数字通道，在符号1上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号2上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和对于第2个数字通道，在符号3上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号4上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和

第二组设计方案中，第二类导频序列用于估计ici系数和mti系数，在一个符号上同时发送导频(包括非零导频和空导频)和数据，即在发送所述导频序列的符号上，还发送数据信号。为了较准确的估计ici系数及mti系数，导频间隔的选择原则为保证ici扩展和mti扩展不干扰非零导频，同时满足ici扩展和mti扩展之间互相不干扰，因此需要在非零导频之间插入2κ+2ι+1个空导频。

在本发明实施例中，导频序列可以由基本导频单元级联生成，所述基本导频单元中包括一个非零导频，两个所述基本导频单元级联时，两个所述基本导频单元中的两个非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

具体地，可以定义两种基本导频单元，基本导频单元一：p1＝[01×κ,1,01×κ,01×2ι+1]，基本导频单元二：p2＝[01×2ι+1,01×κ,1,01×κ]，在基本导频单元中，1代表非零导频，0代表空导频。当然还可以对基本导频单元进行其他的设计，例如基本导频单元中可以包括更多个数的0，即零导频，本发明实施例对基本导频单元的形式不作限定。在下文的描述中可以任选一种基本导频单元，描述时以符号p进行说明。

第二组设计方案可以详细分为以下几种场景。其中一种场景为系统具有单数字通道，根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述导频序列的长度小于或等于一个符号上导频可用信道带宽，在一个符号的直流载波的左侧的连续子载波组和右侧的连续子载波组上分别生成包括v个非零导频的导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，其中，v大于1。v的大小可以根据符号上导频可用信道带宽确定。v越大，对干扰的估计越准确。

针对单数字通道系统的场景。假设导频符号有2v个非零导频，直流子载波的左边和右边分别有v个，分别用表示，其中表示克罗内克(kronecker)积，p为上文中的基本导频单元。该设计保证了非零导频之间有2κ+2ι+1个空导频的需求。直流子载波右边的非零导频集合用p^r表示，可以从获取，直流子载波左边的非零导频集合用p^l表示，可以从获取。对于基本导频单元一，有对于基本导频单元二，有

通常，p^r和p^l可以放在任何两个满足以上条件的连续子载波组上。如果最左边或最右边的空导频01×κ与边带空子载波或者直流子载波旁边的空子载波相连，那么该空导频01×κ可以省略。

图14为本发明实施例的一个具体的例子，其中κ＝2，ι＝0，2v＝4，基本导频单元采用基本导频单元一。因此，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为如此设计使得非零导频与ici扩展及mti扩展被减弱，可以保证数据和导频不受ici和mti的干扰。

其中另一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果k个数字通道的导频序列的总长度小于或等于一个符号上导频可用信道带宽，在一个符号上生成k个导频序列，所述k个导频序列中每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，所述k个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

针对k个具有数字通道的系统，在满足条件2(κ+ι+1)vk+2κ<min(nl,nr)或2(κ+ι+1)vk+k+2κ<min(nl,nr)，符号上同时发送有数据的场景下，对于每一个数字通道的导频序列，都可以采用类似上述2v个非零导频的设计(即图14的例子的设计)。

定义其中p代表两种基本导频单元的任意一种。非零导频集合p^r,(k)和p^l,(k)分别用和表示，对于基本导频单元一有对于基本导频单元二有导频向量{p^r,(k)}可以是[p^r,(1),p^r,(2),…,p^r,(k)]的级联，也可以是加入若干个空子载波(例如一个空子载波)的级联如[p^r,(1),0,p^r,(2),0,…,p^r,(k-1),0,p^r,(k)]。

对于不同的数字通道，其非零导频索引集合有以下相关关系：(基本导频单元直接级联的情况)，或(基本导频单元间加入一个空子载波的情况)。直流子载波右边的非零导频集合用p^r表示，可以从获取，直流子载波左边的非零导频集合用p^l表示，可以从获取。对于基本导频单元一，有对于基本导频单元二，有应理解，这里n表示符号n，在本发明实施例中仅占用一个符号，下角标处的n可以省略。

如果最左边或最右边的空导频01×κ与边带空子载波或者直流子载波旁边的空子载波相连，那么该空导频01×κ可以省略。

图15为本发明实施例的一个具体的例子，其中κ＝2，ι＝0，k＝2个数字信道，每个数字通道包含2v＝4个非零导频，两个数字通道的导频之间采用直接级联的模式。两个数字通道在时间上使用相同的导频符号。因此，针对第一个数字通道，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为针对第二个数字通道，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为如此设计使得非零导频与ici扩展及mti扩展被减弱，可以保证数据和导频不受ici和mti的干扰。

在本场景的另外一种情况下，即仍是在针对k个数字通道系统，一个导频符号可以满足所有k个数字通道导频的场景中，符号上不发送数据的情况下。假设每个数字通道使用2v个非零导频。本发明实施例应用于以下条件：2(κ+ι+1)vk<min(nl,nr)(基本导频单元直接级联的情况)，或2(κ+ι+1)vk+k<min(nl,nr)(基本导频单元间加入空子载波的情况)。具体设计与发送数据的情况相类似。

图16为本发明实施例的一个具体的例子，其中κ＝2，ι＝0，k＝3个数字信道，每个数字通道包含2v＝8个非零导频，不同数字通道的导频向量{p^r,(k),p^l,(k)}通过5个空载波分离开。因此，针对第一个数字通道，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为p^l,(1)；直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为p^r,(1)。针对第二个数字通道，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为p^l,(2)；直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为p^r,(2)。针对第三个数字通道，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为p^l,(3)；直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为p^r,(3)。如此设计使得非零导频与ici扩展及mti扩展被减弱，可以保证数据和导频不受ici和mti的干扰。

其中另一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果k个数字通道的导频序列的总长度大于一个符号上导频可用信道带宽，在t个符号上生成k个导频序列，其中，t小于或等于k，第t个符号的导频可用信道带宽上生成kt个导频序列，t的取值为1,2,…,t，kt小于或等于k'0，一个符号最多可传输k'0个数字通道的导频序列，所述k个导频序列中每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，所述第t个符号上的kt个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

本发明实施例是针对具有k个数字通道的系统，一个导频符号无法满足所有k个数字通道导频的场景。假设每个数字通道使用2v个非零导频，1个导频符号最多可以为k'0个数字通道提供导频，其他子载波用来传输数据，因此，共需要个符号承载导频，其中第t个符号为kt数字通道提供导频，k1+k2+...+kt＝k，kt≤k'0。对于每一个导频符号，采用图15类似的设计。

图17为本发明实施例的一个具体的例子，其中κ＝2，ι＝0，k＝4个数字信道，每个数字通道包含2v＝4个非零导频，每个导频符号为2个数字通道的设置导频。每个数字通道在符号上导频序列的设计如图17所示，在符号1上设计第一个数字通道的导频序列，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为在符号1上设计第二个数字通道的导频序列，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为在符号2上设计第三个数字通道的导频序列，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为在符号2上设计第四个数字通道的导频序列，直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为如此设计使得非零导频与ici扩展及mti扩展被减弱，可以保证数据和导频不受ici和mti的干扰。

第三组设计方案中，第一类导频序列用于估计等效信道增益以及估计ici系数和mti系数，导频(包括非零导频和空导频)覆盖整个有效子载波范围。导频间隔的选择原则为保证ici扩展和mti扩展不干扰非零导频，同时满足ici扩展和mti扩展之间互相不干扰，因此需要在非零导频之间插入2κ+2ι+1个空导频，这样，非零导频的ici和mti被减弱，并且不受ici扩展和mti扩展的影响。换而言之，发送设备在多个子载波上分别发送非零导频信号，任意两个相邻非零导频子载波之间至少有一个空子载波，该空子载波不发送信号，并且非零导频的子载波对应的镜像子载波也为一个空子载波。

如果非零导频间的导频间隔小于或等于等效信道的相干带宽，由于在信道相干带宽内，信道基本不变，因此，通过一个符号可以满足信道估计的需求。否则，需要多个符号进行联合估计，使得联合后的相邻非零导频间隔小于或等于等效信道的相干带宽。

可以理解，第三组设计方案可以与第一组设计方案完全类似，只是将第一组设计方案中的第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain用第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti代替。

例如，具有单数字通道的系统，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：

如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti小于或等于等效信道相干带宽，在一个符号上生成所述导频序列，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离；

如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti大于所述等效信道相干带宽，在u个符号上分别生成u个导频序列，所述u个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同，所述u个导频序列中的每个导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离其中，u为对ifdici,mti/等效信道相干带宽上取整。

举一个具体的例子，本发明实施例针对单数字通道系统，归一化等效信道相干带宽ifdici,mti＝2(κ+ι+1)，ici系数和mti系数为时不变或时慢变的场景。对于非零导频索引集合jnzp，定义ici对应的子载波索引集合为jici＝{jnzp-κ,jnzp-κ+1,…,jnzp+κ}和mti对应的子载波索引集合jmti＝jmirror＝{jnzpm-ι,jnzpm-ι+1,…,jnzpm+ι}。其中，导频设计需要满足本设计可以应用基本导频单元p来设计(包括基本导频单元一p1或基本导频单元二p2)。对于直流子载波右边的导频设计，可以从第l1(或l1-1)个子载波开始重复p，直到最后一个有效子载波nr。同理，直流子载波左边的导频设计，可以从第-l1+β个子载波开始重复p，直到最后一个有效子载波-nl。其中，对于第一类导频序列的导频设计，有对于第二类导频序列的导频设计，任何没有使用的子载波都看作空子载波。

图18为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，nl和nr均为84，可以发现，非零导频与ici扩展及mti扩展被减弱，并且非零导频间距ifdici,mti＝6小于有效信道相干带宽。直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和

针对具有单数字通道的系统，有另外一种设计方案，该方案属于第四组设计方案。具体方法是根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，包括：在第一类符号上生成第一类导频序列，所述第一类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离；在所述第一类符号后的第二类符号上生成第二类导频序列，所述第二类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

具体地，如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain小于或等于等效信道相干带宽，在一个第一类符号上生成一个第一类导频序列，所述第一类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，且小于或等于所述等效信道相干带宽；

如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain大于所述等效信道相干带宽，在y个符号上生成y个第一类导频序列，所述第一类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述y个第一类导频序列中的任意两个第一类导频序列的非零导频对应的子载波不同，其中，y为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整；

在所述第一类符号后的第二类符号上生成第二类导频序列，所述第二类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

应理解，本发明实施例适用于时不变或时慢变的ici和mti的场景及即时变化的ici和mti的场景时，设计也可以有所不同。两种场景下导频序列设计的不同之处在于一个传输帧内传输第二类导频序列的符号的个数。对于时时不变或时慢变的ici和mti场景，传输第一类导频序列的符号后面只需要一个传输第二类导频序列的符号；而对于即时变化的ici和mti的场景，即符号之间ici系数和mti系数变化明显的场景，传输第一类导频序列的符号后面的每一个符号都需要设置为传输第二类导频序列的符号。

这是由于如果信道变化很慢，可以认为在一个传输帧中所有符号的等效信道是不变的，只需要通过一个符号就能计算出ici和mti，可以用同样的ici和mti对所有符号进行估计和补偿；如果信道变化很快，每个符号的信道都是时变的，所以每个符号都要分别进行ici和mti的估计和补偿。

图19示出了本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，k＝1个数字通道，nl和nr均为84。第一个符号(符号1)为基于类似于图9的例子设计的传输第一类导频序列的符号，其中d＝ifdmain＝3,l1＝1，符号1上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和第二个符号(符号2)为基于类似于图14的例子设计的传输第二类导频序列的符号，其中2v＝4个非零导频，符号2上直流子载波左侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为直流子载波右侧的非零导频的集合为基本导频单元所占用的位置的集合为

第三组设计方案的一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti的k倍小于或等于等效信道相干带宽，在一个符号上生成k个导频序列，所述k个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，所述k个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

本发明实施例针对具有k个数字通道的系统，归一化等效信道相干带宽ici系数和mti系数为时不变或时慢变的场景。不同数字通道在同一个符号上发送导频序列，通过频分的方式区分开，即k个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同，每个数字通道采用图19类似的单数字通道的设计。

图20为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，k＝2，nl和nr均为84。两个数字通道采用相同的符号分别发送导频。可以发现，非零导频与ici扩展及mti扩展被减弱，非零导频将不受ici和mti的影响，并且非零导频间距ifdici,mti小于有效信道相干带宽。对于第一个数字通道，直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和对于第二个数字通道，直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和

第三组设计方案的另一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti的k倍大于所述等效信道相干带宽，且所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti小于或等于所述等效信道相干带宽，在w个符号上生成k个导频序列，其中，w小于或等于k，第w个符号上生成kw个导频序列，w的取值为1,2,…,w，kw小于或等于k”0，k”0为对等效信道相干带宽/ifdici,mti下取整，所述第w个符号上的kw个导频序列中的每个导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离，所述第w个符号上的kw个导频序列中的任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同。

本发明实施例针对具有k个数字通道的系统，归一化等效信道相干带宽ici系数和mti系数为时不变或时慢变的场景，在w个符号上生成k个导频序列。首先确定每个符号上可以承载的数字通道的导频的最大值k”0，k”0为对等效信道相干带宽/ifdici,mti下取整，即定义正整数集{kw}，其中，kw≤k0，且k1+k2+...+kw＝k。本发明实施例需要n个符号发送导频序列，符号n(symn)承载kn个数字通道的导频序列。每个符号上导频序列的设计与图20的例子的设计相类似。

从节省开销的角度，w越小越好。优选地，w在满足条件下取最小值。例如，如果k”0＝2，k＝5。优选的设计是k1＝2，k2＝2,k3＝1,w＝3。

图21为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，k”0＝1，k＝2，k1＝k2＝1，w＝2，nl和nr均为84。第一个数字通道在第一个符号(符号1)上发送，直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和第二个数字通道在第二个符号上发送(符号2)，直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和

第三组设计方案的另一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第二非零导频最小抗干扰距离ifdici,mti大于所述等效信道相干带宽，且所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain小于或等于所述等效信道相干带宽，在k个a类符号上分别生成k个a类导频序列，在k个b类符号上分别生成k个b类导频序列，其中，所述a类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔小于或等于所述等效信道相干带宽，且大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述b类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

本发明实施例针对具有k个数字通道的系统，归一化等效信道相干带宽ici系数和mti系数为时不变或时慢变的场景。

本发明实施例总共使用2k个导频符号发送导频序列，例如奇数号符号为a类符号，偶数号符号为b类符号。其中，对于数字通道k，在第2k-1个符号采用类似于图9的设计，在第2k个符号采用类似于图18的设计。第2k-1个符号的导频序列用于估计等效信道增益，第2k-1个符号加第2k个符号的导频序列用于估计ici系数和mti系数。

图22为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，k＝2，nl和nr均为84。本例子共采用4个符号，其中前两个符号用于数字通道1，后两个符号用于数字通道2。符号1和符号3采用类似于图9的设计，并满足d＝ifdmain；符号2和符号4采用类似于图18的设计，并满足d＝ifdici,mti。对于数字通道1，在符号1上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号2上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和对于数字通道2，在符号3上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号4上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和

第三组设计方案的另一种场景为系统具有k个数字通道，其中，k大于或等于2，所述根据所述非零导频最小抗干扰距离，生成导频序列，可以包括：如果所述第一非零导频最小抗干扰距离ifdmain大于所述等效信道相干带宽，对于k个数字通道的每个数字通道，在x个连续的a类符号上生成x个a类导频序列，其中，x为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整，在x个连续的a类符号后的一个b类符号上生成一个b类导频序列，每个数字通道的所述x个a类导频序列中的任意两个a类导频序列的非零导频对应的子载波不同，所述a类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第一非零导频最小抗干扰距离，所述b类导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述第二非零导频最小抗干扰距离。

本发明实施例针对具有k个数字通道的系统，归一化等效信道相干带宽ici系数和mti系数为时不变或时慢变的场景。本发明实施例共使用(x+1)k个导频符号，其中，为对ifdmain/等效信道相干带宽上取整，即对每个数字通道采用x+1个符号，其中前x个连续的符号(a类符号)采用类似于图9的设计，第x+1个符号采用类似于图18的设计。前x个连续的符号的导频序列用于估计等效信道增益，x+1个符号的导频序列用于估计ici系数和mti系数。

每一个数字通道的x+1个符号有两种配置方式。第一种，每一个数字通道的x+1个符号连续分配，因此，第k个数字通道分配的符号索引可表示为(k-1)(m+1)+1:k(m+1)。第二种，每一个数字通道的前x个(类似于图9的设计)连续的符号一个接一个放置，k个数字通道全部放置完后，再一个接一个的放置每个数字通道的第x+1个(类似于图18的设计)符号,因此，第k个数字通道分配的符号索引可表示为(k-1)m+1:km和km+k。

图23为本发明实施例的一个具体的例子，其中，κ＝2，ι＝0，k＝2，x＝2，nl和nr均为84，共需要6个符号。符号1、符号2、符号4和符号5采用类似于图9的设计，并满足d＝ifdmain；符号3和符号6采用类似于图18的设计，并满足d＝ifdici,mti。对于数字通道1，在符号1上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号2上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号3上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和对于数字通道2，在符号4上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号5上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和在符号6上直流子载波左侧和右侧的非零导频的集合分别为和

应理解，在本发明的部分实施例中，ι＝0，其是指系统中存在mti，mti的扩展长度为0，即mti只在非零导频的子载波的镜像位置处存在，亦即只考虑对mti非零导频的子载波的镜像位置的一个子载波的干扰。

还应理解，在本发明的部分实施例中，任意两个导频序列的非零导频对应的子载波不同是指任意两个导频序列的非零导频的索引index不重叠。

下面通过与现有的导频序列设计方案对比系统的误比特率(biterrorratio，ber)性能来说明本发明实施例可以达到的效果。考虑下行ofdm系统，系统框图如图24所示。下行ofdm系统包括64发送天线，4个接收天线；信道采用第三代合作伙伴计划(3rdgenerationpartnershipproject，3gpp)的空间信道模型(spatialchannelmodel，scm)，2簇20径，第二个簇相对第一簇的时延为80ns，功率降低9db；模拟端波束成形(beamforming)码本第一簇的主方向；单个数字通道；调制模式为16qam；ofdm的dft点数为256，子载波间隔为1.44mhz，信号带宽为250mhz，其中168个子载波为有效子载波；收、发端相噪的独立用分布，其功率谱密度满足模型其中psd(0)＝-60dbc/hz，psd(100k)＝-70dbc/hz；收、发端频偏独立同分布，大小为±1ppm；收、发端iq不平衡独立同分布，满足最大幅度不平衡为4db，最大相位不平衡为5°；非线性功率失真参照ieee802.11ad，大小为9db；移动速度为10km/h，系统信噪比(signalnoiseratio)snr＝10db；一个发送帧大小为7个ofdm符号。

系统非编码条件下的ber曲线如图25所示。可以看出，在强rfd条件下，现有的方案系统受到了严重的影响，性能较差；本发明实施例的导频序列的设计方案，充分考虑了各个强rfd的相互影响，可以更有效的对抗强rfd，可以保证通信的可靠性。同时，本方案也可以降低设备的开销。

针对接收端，本发明实施例还提供了一种传输导频信号的方法，可以包括：接收导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔是根据射频失真条件下干扰的扩展长度确定的，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；根据所述导频序列估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰。

从结果上来看，该方法可以包括：接收导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于1，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；根据所述导频序列估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰。

可选地，作为一个实施例，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波左右分别相邻的子载波也为空子载波。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列用于估计等效信道增益，是根据系统的等效信道相干带宽生成的，所述导频间隔使得干扰对非零导频的干扰影响第一阈值。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述导频间隔使得所述至少两种干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值。

其中，所述方法可以还包括：在接收所述导频序列的符号上，还接收数据信号。

可选地，作为一个实施例，所述接收导频序列，包括：在第一类符号上接收第一类导频序列，所述第一类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第一导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值；在第二类符号上接收第二类导频序列，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第二导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述第二导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值；所述根据所述导频序列估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰，包括：根据所述第一类导频序列估计等效信道增益。根据所述第二类导频序列估计射频失真条件下的至少两种干扰。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列由多个基本导频单元级联生成，所述基本导频单元中包括一个非零导频。

可选地，作为一个实施例，所述扩展长度包括载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度，所述少两种干扰包括ici和mti。

可选地，作为一个实施例，所述所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离，所述非零导频最小抗干扰距离是根据所述射频失真条件下干扰的扩展长度确定的。

上文中结合图5至图25，详细描述了根据本发明实施例的传输导频信号的方法，下面将结合图26至图27，详细描述根据本发明实施例的传输导频信号的设备。

图26示出了根据本发明实施例的传输导频信号的设备2600的示意性框图。如图26所示，该设备2600包括：

处理模块2610，用于确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，所述导频间隔是根据射频失真条件下干扰的扩展长度确定的；

所述处理模块2610还用于根据所述导频间隔生成所述导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述导频序列的非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；

发送模块2620，用于发送所述处理模块2610生成的所述导频序列。

因此，在本发明实施例的设备，为导频序列分配非零导频载波的同时，还为其分配零导频载波，非零导频的导频间隔设计基于不被不干扰的原则，使非零导频载波和数据受到干扰的影响明显减弱，从而使得系统受射频失真的影响较小，提升系统的性能。

可选地，作为一个实施例，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波左右分别相邻的子载波也为空子载波。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列用于估计等效信道增益，所述导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，所述处理模块2610根据所述导频间隔生成所述导频序列，包括：

根据所述导频间隔和系统的等效信道相干带宽，生成所述导频序列。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述导频间隔使得所述至少两种干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值。

可选地，作为一个实施例，所述发送模块2620具体用于在相应的符号上发送所述导频序列；所述发送模块2620还用于：在所述符号上还发送数据信号。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列包括第一类导频序列和第二类导频序列，所述第一类导频序列用于估计等效信道增益，所述第一类导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔为第一导频间隔，所述第二类导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔为第二导频间隔，所述处理模块2610根据所述导频间隔生成所述导频序列，包括：

生成所述第一类导频序列，所述第一类导频序列根据所述第一导频间隔和系统的等效信道相干带宽生成，所述第一导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值；

生成所述第二类导频序列，所述第二类导频序列根据所述第二导频间隔生成，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第二导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述第二导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值；

所述发送模块2620具体用于：

在第一类符号上发送所述第一类导频序列；

在第二类符号上发送所述第二类导频序列。

可选地，作为一个实施例，其特征在于，所述导频序列由多个基本导频单元级联生成，所述基本导频单元中包括一个非零导频。

可选地，作为一个实施例，所述扩展长度包括载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度。

可选地，作为一个实施例，所述处理模块2610确定导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔，包括：

根据所述射频失真条件下干扰的扩展长度，确定非零导频最小抗干扰距离；

根据所述非零导频最小抗干扰距离，确定所述导频间隔，所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离。

应注意，本发明实施例中，处理模块2610可以由处理器实现，发送模块2620可以由收发器实现。如图26所示，传输导频信号的设备2700可以包括处理器2710、收发器2720和存储器2730。其中，存储器2730可以用于存储处理器2710执行的代码等。

设备2700中的各个组件通过总线系统2740耦合在一起，其中总线系统2740除包括数据总线之外，还包括电源总线、控制总线和状态信号总线。

图26所示的设备2600或图27所示的接收端2700能够实现前述图5至图25的实施例中所实现的各个过程，为避免重复，这里不再赘述。

应理解，在本发明实施例中，该处理器2710可以是中央处理单元(centralprocessingunit，简称为“cpu”)，该处理器2710还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、现成可编程门阵列(fpga)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。

该存储器2720可以包括只读存储器和随机存取存储器，并向处理器2710提供指令和数据。存储器2720的一部分还可以包括非易失性随机存取存储器。例如，存储器2720还可以存储设备类型的信息。

该总线系统2730除包括数据总线之外，还可以包括电源总线、控制总线和状态信号总线等。但是为了清楚说明起见，在图中将各种总线都标为总线系统2730。

在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器2710中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的指令完成。结合本发明实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件处理器执行完成，或者用处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器2720，处理器2710读取存储器2720中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。为避免重复，这里不再详细描述。

本发明实施例还提供了一种传输导频信号的设备(接收端)。该设备包括：

接收模块，用于接收导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔是根据射频失真条件下干扰的扩展长度确定的，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；

处理模块，用于根据所述接收模块接收的所述导频序列估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰。

换而言之，接收模块可以用于接收导频序列，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于1，所述导频序列中任意两个相邻的非零导频之间的导频为零导频，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波为空子载波；处理模块可以用于根据所述接收模块接收的所述导频序列估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰。

在本发明实施例中，为系统分配非零导频载波的同时，还为系统分配零导频载波，非零导频的导频间隔设计基于不被不干扰的原则，使非零导频载波和数据受到干扰的影响明显减弱，从而使得系统受射频失真的影响较小，能够更准确的估计等效信道增益或估计射频失真条件下的至少两种干扰，提升系统的性能。

可选地，作为一个实施例，所述非零导频的子载波对应的镜像子载波左右分别相邻的子载波也为空子载波。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列用于估计等效信道增益，是根据系统的等效信道相干带宽生成的，所述导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列用于估计射频失真条件下的至少两种干扰，所述导频间隔使得所述至少两种干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值。

其中，所述接收模块还用于在接收所述导频序列的符号上，还接收数据信号。

可选地，作为一个实施例，所述接收模块具体用于在第一类符号上接收第一类导频序列，所述第一类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第一导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值；在第二类符号上接收第二类导频序列，所述第二类导频序列中任意两个相邻的非零导频的第二导频间隔使得干扰对非零导频的影响小于第一阈值，并且所述第二导频间隔使得所述至少两种干扰相互之间的影响小于第二阈值；所述处理模块具体用于：根据所述第一类导频序列估计等效信道增益。根据所述第二类导频序列估计射频失真条件下的至少两种干扰。

可选地，作为一个实施例，所述导频序列由多个基本导频单元级联生成，所述基本导频单元中包括一个非零导频。

可选地，作为一个实施例，所述扩展长度包括载波间干扰ici扩展长度和镜像干扰mti扩展长度，所述少两种干扰包括ici和mti。

可选地，作为一个实施例，所述所述导频序列中的任意两个相邻的非零导频的导频间隔大于或等于所述非零导频最小抗干扰距离，所述非零导频最小抗干扰距离是根据所述射频失真条件下干扰的扩展长度确定的。

应注意，本发明实施例中，接收模块可以由收发器实现，处理模块可以由处理器实现。传输导频信号的设备可以包括处理器、收发器和存储器。其中，存储器可以用于存储处理器执行的代码等。

设备中的各个组件通过总线系统耦合在一起，其中总线系统除包括数据总线之外，还包括电源总线、控制总线和状态信号总线。

发送端的传输导频信号的设备能够实现前述图5至图25的实施例中所实现的各个过程，为避免重复，这里不再赘述。

本发明各个实施例可以应用于终端设备中。终端设备可以经无线接入网(radioaccessnetwork，ran)与一个或多个核心网进行通信，终端设备可以指用户设备(userequipment，ue)、接入终端、用户单元、用户站、移动站、移动台、远方站、远程终端、移动设备、用户终端、终端、无线通信设备、用户代理或用户装置。接入终端可以是蜂窝电话、无绳电话、会话启动协议(sessioninitiationprotocol，sip)电话、无线本地环路(wirelesslocalloop，wll)站、个人数字处理(personaldigitalassistant，pda)、具有无线通信功能的手持设备、计算设备或连接到无线调制解调器的其它处理设备、车载设备、可穿戴设备，未来5g网络中的终端设备等。

本发明各个实施例也可以应用于网络设备中。网络设备可以是用于与终端设备进行通信的设备，例如，可以是gsm系统或cdma中的基站(basetransceiverstation，bts)，也可以是wcdma系统中的基站(nodeb，nb)，还可以是lte系统中的演进型基站(evolutionalnodeb，enb或enodeb)，或者该网络设备可以为中继站、接入点、车载设备、可穿戴设备以及未来5g网络中的网络侧设备或未来演进的plmn网络中的网络设备等。

此外，本发明的各个方面或特征可以实现成方法、装置或使用标准编程和/或工程技术的制品。本申请中使用的术语“制品”涵盖可从任何计算机可读器件、载体或介质访问的计算机程序。例如，计算机可读介质可以包括，但不限于:磁存储器件(例如，硬盘、软盘或磁带等)，光盘(例如，压缩盘(compactdisk，cd)、数字通用盘(digitalversatiledisk，dvd)等)，智能卡和闪存器件(例如，可擦写可编程只读存储器(erasableprogrammableread-onlymemory，eprom)、卡、棒或钥匙驱动器等)。另外，本文描述的各种存储介质可代表用于存储信息的一个或多个设备和/或其它机器可读介质。术语“机器可读介质”可包括但不限于，无线信道和能够存储、包含和/或承载指令和/或数据的各种其它介质。

应理解，本文中涉及的第一、第二、第三、第四以及各种数字编号仅为描述方便进行的区分，并不用来限制本发明实施例的范围。

应理解，本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，a和/或b，可以表示：单独存在a，同时存在a和b，单独存在b这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

应理解，在本发明的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。

本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。

所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、移动硬盘、只读存储器(rom，read-onlymemory)、随机存取存储器(ram，randomaccessmemory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。