最大可能性检测器与检测方法与流程

本发明涉及无线信号接收，尤其是涉及采用最大可能性检测的无线信号接收。
背景技术：
：在无线通信的应用中，使用者对于高数据传输率的需求日渐攀升，如何在有限的系统频宽内有效提升频宽使用效率、进而提升系统吞吐量(throughput；tp)，一直是各家业者钻研的议题。在市场趋势下，多输入多输出技术(multiple-inputmultiple-output；mimo)下的空间多任务(spatialmultiplexing)传输方式可以在不增加频宽的前提下大幅增加系统吞吐量，因此该传输方式在近年来相当受到瞩目。空间多任务的传输方式主要是利用发射端的多个天线在同个时间同个频带上传送相互独立的信号，接收端也采用多个天线以接收并检测该些信号。为了达到较佳的解调效能，接收端可采用最大似然法(maximum-likelihoodalgorithm；mlalgorithm)。最大似然法可以理解成一追求最佳化的算法，其以穷举搜索(exhaustivesearch)的方式依据接收信号来估测出在所有可能的解法中传送信号的最佳解。然而，穷举搜索并非有效率的搜索方法，因其将所有可能解都加以运算，需耗费较长计算时间延迟(processinglatency)、复杂度(complexity)以及运算功率(computationpower)。更多先前技术可见于下列文献：公开号cn101582748a的中国专利申请；以及ieee的文献massimilianositi,michaelp.fitz,“anovelsoft-outputlayeredorthogonallatticedetectorformultipleantennacommunications”,ieeeinternationalconferenceoncommunications(icc),2006。技术实现要素：鉴于先前技术的不足，本发明的一目的在于提供一种最大可能性检测器与检测方法，以改善先前技术。本发明揭露一种最大可能性检测器，用来依据一接收信号或其衍生信号以及依据一信道估测信号或其衍生信号来执行一最大可能性检测。该最大可能性检测器的一实施例包含一搜寻值选择电路与一最大可能性检测电路。该搜寻值选择电路用来决定一第一层搜寻值，该第一层搜寻值不小于一预设阈值。该最大可能性检测电路用来执行至少下列步骤：依据该接收信号或其衍生信号、该信道估测信号或其衍生信号、以及该第一层搜寻值来选定k个第一层候选信号值，其中该k为大于1的正整数；依据该k个第一层候选信号值计算k个第二层候选信号值；依据该k个第二层候选信号值判断是否增加p个第二层补充候选信号值，并据以产生一判断结果，其中该p为正整数；当该判断结果为是，增加该p个第二层补充候选信号值，依据该p个第二层补充候选信号值选定p个第一层补充候选信号值，并依据该k个第一层候选信号值、该k个第二层候选信号值、该p个第一层补充候选信号值以及该p个第二层补充候选信号值来计算对数概似比；以及当该判断结果为否，依据该k个第一层候选信号值与该k个第二层候选信号值计算对数概似比。前述最大可能性检测器的另一实施例包含一搜寻值选择电路与一最大可能性检测电路。该搜寻值选择电路用来决定一第一搜寻值与一第二搜寻值，该第一与第二搜寻值均不小于一预设阈值。该最大可能性检测电路用来执行至少下列步骤：依据该接收信号或其衍生信号、该信道估测信号或其衍生信号、以及该第一搜寻值来选定k1个第一层第一候选信号值，其中该k1为大于1的正整数；依据该k1个第一层第一候选信号值计算k1个第二层第二候选信号值；依据该接收信号或其衍生信号、该信道估测信号之对换信号或其衍生信号、以及该第二搜寻值来选定k2个第一层第二候选信号值，其中该k2为大于1的正整数；依据该k2个第一层第二候选信号值计算k2个第二层第一候选信号值；依据该k1个第一层第一候选信号值、该k1个第二层第二候选信号值、该k2个第一层第二候选信号值以及该k2个第二层第一候选信号值来计算对数概似比。有关本发明的特征、实作与功效，兹配合图式作较佳实施例详细说明如下。附图说明图1为本发明的采用最大可能性检测的无线信号接收器的一实施例的示意图；图2为穷举搜索的树形图；图3为阶层式正交晶格检测器的架构下的树形图；图4为本发明的最大可能性检测器的一实施例的示意图；图5为图4的信号检测电路的一实施例的示意图；图6为图4的最大可能性检测器的一实作所对应的星座图；图7为对应图6的的树形图；图8为图4的信号检测电路的一实施例的示意图；图9为对应最小距离的最佳路径的示意图；图10为图8的候选信号值补充单元的一实作概念的示意图；图11为不足够的第二层候选信号值的示意图；图12为对应最小距离的补充路径的示意图；图13为图4的信号检测电路的一实施例的示意图；图14为图4的信号检测电路的一实施例的示意图；图15为图14的第二检测电路的一实施例的示意图。具体实施方式以下说明内容的用语是参照本
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的习惯用语，如本说明书对部分用语有加以说明或定义，该部分用语的解释以本说明书的说明或定义为准。本发明的揭露内容包含最大可能性检测器与检测方法、以及采用最大可能性检测的无线信号接收器，是以位(bit)为单位并以软判决(softdecision)方式来输出对应的对数概似比(loglikelihoodratio；llr)当作解码电路的输入值，以进行错误更正。该些检测器与接收器的部分组件单独而言可能为已知组件，在不影响发明的充分揭露及可实施性的前提下，以下说明对于个别已知组件的细节将予以节略；另外，该方法可以是软件及/或韧体的形式，可通过本发明的硬件装置或其等效电路来执行。本发明适用于多维(multiple-dimension)或多层(multiple-layer)的信号接收，例如多输入多输出(multiple-inputmultipleoutput；mimo)通信系统的信号接收。采用mimo通信技术例如是长程演进(long-termevolution；lte)技术、无线局域网络(wirelesslocal-areanetwork；wlan)技术、全球互通微波存取(worldwideinteroperabilityformicrowaveaccess；wimax)等。为便于了解，以下说明将以lte通信系统的应用为例进行说明，但本发明的应用不以此为限。请参阅图1，其是本发明的采用最大可能性检测的无线信号接收器的一实施例的示意图。如图1所示，无线信号接收器100包含：一离散傅立叶转换(discretefouriertransform；dft)电路110，用来将一时域信号转换为一频域信号；一参考信号提取(extraction)电路120，用来依据该频域信号产生一提取参考信号；一信道估测(channelestimation)电路130，用来依据该提取参考信号产生一估测信号；一数据信号提取电路140，用来依据该频域信号产生一提取数据信号；一信号检测电路150，用来依据该信道估测信号与该提取数据信号产生一检测信号；以及一解码电路160，用来依据该检测信号产生一解码信号。所述信号检测电路150包含一最大可能性检测器152用来执行至少下列步骤：决定一第一层搜寻值；以及一最大可能性检测步骤。该最大可能性检测步骤包含：依据该提取数据信号或其衍生信号、该信道估测信号或其衍生信号、以及该第一层搜寻值来选定k个第一层候选信号值，其中该k为大于1的正整数；依据该k个第一层候选信号值计算k个第二层候选信号值；依据该k个第二层候选信号值判断是否增加p个第二层补充候选信号值，并据以产生一判断结果，其中该p为正整数；当该判断结果为是，增加该p个第二层补充候选信号值，依据该p个第二层补充候选信号值选定p个第一层补充候选信号值，并依据该k个第一层候选信号值、该k个第二层候选信号值、该p个第一层补充候选信号值以及该p个第二层补充候选信号值来计算对数概似比以做为该检测信号的至少一部分；以及当该判断结果为否，依据该k个第一层候选信号值与该k个第二层候选信号值计算对数概似比以做为该检测信号的至少一部分。所述解码电路160的一实施例包含一解搅乱器(descrambler)与一涡轮解码器(turbodecoder)，该解搅乱器用来依据该检测信号产生一解搅乱信号，该涡轮解码器用来依据该解搅乱信号产生该解码信号。所述离散傅立叶转换电路110、参考信号提取电路120、信道估测电路130、数据信号提取电路140与解码电路160的任一单独而言为一已知或自行开发的电路。承上所述，时域信号在经过离散傅立叶转换后，于频域第n个子载波的信号yn可以表示为一nr×1的向量，如下所示：yn＝hnxn+wn(公式一)其中，hn为第n个子载波所视之nr×nt的通道矩阵，xn为第n个子载波上nt×1的传送信号，wn为第n个子载波的噪声，nr是接收天线个数，而nt为传送天线的个数。本实施例以一个子载波的信号为处理单位，为了方便表示，在之后的说明中，下标n被省略掉；此外，本实施例是应用于二传二收空间多任务传送，亦即传送端的独立空间流(spatialstream)的数目与接收端的独立空间流的数目均为2(此时nr与nt均至少为2)，因此公式一可以简化成：y＝hx+w(公式二)在lte系统中，因为参考信号(referencesignal；rs)与数据信号(datasignal)载于不同的子载波上，故信道估测电路130会依据参考信号所做的信道估测经由内插或外插方式来求得所需数据信号的信道响应矩阵信号检测电路150再对矩阵执行qr分解或其等效运算如下所示：其中q为酉矩阵(unitarymatrix)，r为上三角矩阵(uppertriangularmatrix)。做完qr分解或其等效运算后，信号检测电路150将接收信号y(即前述提取数据信号)乘上qh(矩阵q的hermitian矩阵)或执行等效运算以得到信号z如下所示：z≡qhy＝qh(hx+w)＝qh(qrx+w)＝rx+w'(公式四)其中w'≡qhw。接下来，最大可能性检测器152依据利用公式四所得到的信号z以位为单位来计算对数概似比，计算方式如下：其中bi为第i个位，为所有传送信号在第i个位等于0的集合，为所有传送信号在第i个位等于1的集合，代表运算过程中的候选信号值，符号「～」用于与真实信号x相区隔。公式五可视为一追求最佳化的算式，可通过穷举搜索(exhaustivesearch)的方式求解如先前技术所述。若传送信号的调制技术属于m-qam(信号集的大小(或说该调制技术所对应的星座图(constellationdiagram)上星座点之数目)为m的正交振幅调制(quadratureamplitudemodulation))，以二传二收的两层独立数据流而言，公式五的解的可能性共有m2种，可以树形图来表示，如图2所示。进一步而言，因为r为上三角矩阵，搜寻的操作可以被简化。首先可被拆解如下：由于绝对值平方必不小于零，因此在择定的情况下，的最小值必发生于当符合下述关系：其中γ[]为量化器(quantizer)。换句话说，在择定之后，是可透过公式七得到的唯一解。公式六与公式七所代表的架构称为阶层式正交晶格检测器(layerorthogonallatticedetector(lord))，在此架构下，搜寻的树形图可以大幅简化如图3所示。在图3所对应的lord架构中，第一层展开(unfold)所有的可能性(m个)，第二层则是以公式七直接对应求得并不需要如图2般再次展开的所有可能性，因此，整体的运算复杂度是操控在第一层展开的个数。利用图3所对应的lord架构进行公式五的求解，可得到每个位的对数概似比(亦即对数概似比的个数与传送信号的位数相等)，之后再将所求得的对数概似比送进解码器便可进行错误更正以完成接收。然而，以m-qam为例，lord架构下解的可能性仍有m种(或说图3中第一层展开的个数仍有m个)，其中部分可能的解较不可能为正确解，应可被排除以进一步简化运算。因此，图1的最大可能性检测器152并非直接计算m种可能性下的对数概似比，而是如前所述般先选择一搜寻值，再依据该频域信号或其衍生信号(例如前述提取数据信号)以及依据该搜寻值执行一最大可能性运算以产生该检测信号包含对数概似比，其中该搜寻值所对应的搜寻范围内之候选信号值(或说该调制方式所对应的星座图中对应该搜寻范围的星座点)的数目不大于该调制方式的所有候选信号值(或说该调制方式所对应的星座图中的所有星座点)的数目。换言之，图1的最大可能性检测器152在第一层展开(或)的可能性时只展开k个候选信号值(其中k≦m)，从而在不实质减损效能的前提下实现较低的运算复杂度及功耗。值得注意的是最大可能性检测器152可通过一对换操作决定单元的辅助(如后所述)而于第一层先展开再于第二层展开(后称为反向展开)，然为求说明易懂，以下说明多半以于第一层先展开再于第二层展开(后称正向展开)为例，但本
技术领域：
具有通常知识者能够通过本说明书的揭露了解反向展开的作法。详言之，该最大可能性检测器152的一实施例如图4所示，包含一搜寻值选择电路410与一最大可能性检测电路420。搜寻值选择电路410用来决定前述第一层搜寻值，该第一层搜寻值的一实施例不小于一预设阈值，该预设阈值所关联的第一层候选信号值的数目不大于或小于该调制方式的所有第一层候选信号值的数目，举例而言，当调制方式为m-qam时，该第一层搜寻值的一非限制性的例子为大于m/4的整数，或者该第一层搜寻值的又一非限制性的例子为不小于4且不大于的整数。最大可能性检测电路420用来执行后述公式八的运算以及后述查表操作或其等效操作以求得第一层候选信号值、执行前述公式七的运算以求得第二层候选信号值、并执行前述公式五的运算以产生对数概似比。图4的信号检测电路的细节如图5所示，包含：一qr分解单元530，用来依据前述估测信号(对应信道响应矩阵)执行公式三的运算或其等效；一信号产生单元540，用来依据前述提取数据信号(对应前述信号y)执行公式四的运算或其等效；该搜寻值选择电路410；以及该最大可能性运算电路420。图5中，最大可能性运算电路420包含：一第一层候选信号值决定单元522，用来依据该提取数据信号执行公式八的运算或其等效运算以产生一运算结果，并依据该运算结果与该第一层搜寻值执行后述查表操作或其等效操作以产生一操作结果；一第二层候选信号值决定单元524，用来依据该操作结果执行公式七的运算或其等效运算以产生一计算结果包含该操作结果；以及一对数概似比计算单元526，用来依据该计算结果执行公式五的运算或其等效运算。所述qr分解单元530与信号产生单元540的任一单独而言为已知或自行开发的单元。最大可能性检测电路420选择该第一层搜寻值所对应的搜寻范围的方式是通过接收信号在该调制方式所对应的星座图上的落点来决定。基于公式六，最大可能性检测电路420可包含一迫零(zero-forcing；zf)均衡器(equalizer)(未显示于图)以执行一迫零运算来得到在星座图上的落点如下所示：利用星座图的特性，各星座点与该落点的远近关系可被事先得知。以lte的64-qam为例，依照落点的位置(亦即落点所对应的值)与星座点的关系可定义出14个区间如表1所示，在各区间下，表1中由左至右的顺序代表星座点与落点的距离由近至远；通过图6的星座图，在星座图上的落点更清楚地被显示，其中数值标示「1x1x1x」、「x0x1x1」等等中的符号「x」可为0或1。在图6的例子中，的实部(real-part)落在区间2≦s≦3，由近至远的星座点之实部依序为3、1、5、-1、7、-3、-5、-7，共8种可能性；同理，的虚部(imaginary-part)落在区间-3≦s≦-2，由近至远的星座点之虚部依序为-3、-1、-5、1、-7、3、5、7，共8种可能性。假设搜寻值选择电路410所决定的搜寻值为25(亦即最大可能性检测电路420在第一层展开的可能性时只展开25个第一层候选信号值)，那么最大可能性检测电路420会依序取出离落点最近的实部、虚部各5个以搭配出5×5＝25种可能性(或说25种候选信号值)，其所表示的物理意义即是在图6中以落点为中心所框出的搜寻区域(例如矩形区域或其它形状的区域)，落在该区域内的星座点便是最大可能性检测电路420在第一层展开时所计算的星座点(例如离落点最近的星座点)，其余不在该区域之内的均不予考虑，由此本实施例可达到降低运算复杂度的目的，如图7的树形图所示。值得注意的是本实施例可通过查表操作来查询预建的内容(例如表1的内容)以得到前述实部与虚部的组合，由此让最大可能性检测电路420更有效率地依据公式五计算对数概似比。表1s<-6-7-5-3-11357-6≤s<-5-5-7-3-11357-5≤s<-4-5-3-7-11357-4≤s<-3-3-5-1-71357-3≤s<-2-3-1-51-7357-2≤s<-1-1-31-53-757-1≤s<0-11-33-55-770≤s<11-13-35-57-71≤s<213-15-37-5-72≤s<3315-17-3-5-73≤s<43517-1-3-5-74≤s<55371-1-3-5-75≤s<65731-1-3-5-76≤s7531-1-3-5-7由图6可知，该搜寻区域的大小决定运算复杂度的高低，当此区域大到包含所有的星座点(例如图6中的64个星座点)，则本实施例的运算复杂度会与前述lord架构的运算复杂度相当，换言之，本实施例的运算复杂度可低于lord架构的运算复杂度。当然，该搜寻区域的大小可以是预先决定，也可以依据通信状况而有因应调整。当该区域大小为预先决定时，该第一层搜寻值是搜寻值选择电路410依据前述预设阈值来决定(例如当搜寻值选择电路410发现对应目前通信状况的第一层搜寻值将小于该预设阈值时，令该第一层搜寻值等于该预设阈值)。当该区域大小为依据通信状况而决定时，该通信状况的指针(即前述通信指针)可以是信噪比、子载波接收信号能量强度、信道能量强度，信道相关性、信道估测准确度、干扰能量强度等的至少其中之一。承前所述，当该搜寻区域大小为依据通信状况而决定时，该搜寻区域的大小例如是取决于最大可能性检测电路420在进行迫零运算以求出于星座图上的落点时的信噪比(signal-to-noiseratio；snr)，此信噪比可定义为γ，并可表示如下：其中为噪声能量，其估测方法为本领域的已知技术，而r11为前述上三角矩阵r的元素之一。当γ愈大，最大可能性检测电路420的迫零运算的结果愈可靠，因此搜寻值选择电路410可选择较小的搜寻值(或说较小的搜寻区域)；反之，当γ愈小，则搜寻值选择电路410可选择较大的搜寻值(或说较大搜寻区域)。根据上述概念，本实施例可定义若干阈值tg(g＝1,2,…,g)，其中tg<tg+1，当γ的值大过某个阈值tg，搜寻值选择电路410可采用较小的搜寻值如表2所示，其中kg+1<kg<…<k2<k1。表2除了以信噪比(如公式九所示)做为通信指针外，如前所述，搜寻值选择电路410可根据其它通信指针来选择该第一层搜寻值(或说搜寻区域的大小)。举例而言，搜寻值选择电路410可根据信道相关性ρ来选择搜寻值，其中ρ可表示为：公式十中，h1是通道响应矩阵的第1行(column)，h2是的第2行。当ρ愈大(即1/ρ愈小)，最大可能性检测电路420对于之迫零运算的结果愈不可靠，因此搜寻值选择电路410会选择较大搜寻值(或说较大的搜寻区域)；反之，当ρ愈小(即1/ρ愈大)，搜寻值选择电路410会选择较小的搜寻值(或说较小的搜寻区域)。综言之，当该通信指针(可为γ、1/ρ或其它指标)高于一第一阈值时，该第一层搜寻值为一第一搜寻值，当该通信指针低于该第一阈值时，该第一层搜寻值为一第二搜寻值，该第一搜寻值小于该第二搜寻值，且高于该第一阈值的该通信指针所代表的通信状态优于低于该第一阈值的该通信指针所代表的通信状态。承前所述，当第一层搜寻值够大时，搜寻范围内的所有第一层候选信号值的第n个位的集合会包含位值为1的集合与位值为0的集合，因此最大可能性检测器152不会漏掉需纳入考虑的第一层候选信号值(如图6所示)；换言之，若第n个位之集合缺少位值为0的集合或位值为1的集合，最大可能性检测器152在计算公式五的对数概似比时会发现该第n位集合内位值为0的集合不存在而为空集合(emptyset)或位值为1的集合不存在而为空集合，导致最大可能性检测器152在计算对数概似比时无法得到正确的信息(因对数概似比的精神即为比较每个位集合内之位为1的机率与为0的机率)，从而需要额外运算处理，进而造成效能损失。然而，即便没有遗漏第一层候选信号值，由于第二层候选信号值是依据第一层候选信号值而得到(如公式七所示)，第二层候选信号值的分布可能不规则或集中于某个小范围内，故仍可能有遗漏第二层候选信号值的情形(亦即第二层候选信号值中有前述空集合的情形)。因此，如前所述，在已求得k个第一层与k个第二层候选信号值的情形下，最大可能性检测器152可进一步执行前述最大可能性检测步骤。在该最大可能性检测步骤中，判断是否增加该p个第二层补充候选信号值的步骤的一实施例包含：判断是否该k个第二层候选信号值的每一个的第n个位之位值均相同，其中该n为0至(m-1)之间的整数，该m为每该第二层候选信号值的位数；以及若判断该k个第二层候选信号值的每一个的第n个位的位值均相同，增加该p个第二层补充候选信号值。举例来说，如图8所示，信号检测电路150可进一步包含一候选信号值补充单元810，用来判断是否增加补充候选信号值，该候选信号值补充单元810的一实施例可加总每一候选信号值的第n个位的值以得到一加总值，并依据该加总值来判断该些第n个位的值是否相同，当该加总值为0，其代表该些第n个位的值均为0，当该加总值为k，其代表该些第n个位的值均为1。候选信号值补充单元810的另一实施例可比较一预设位值以及该些候选信号值的每一个的第n个位的值，从而依据该些比较结果是否均相同来判断该些第n个位的值是否相同，凡此种种均属候选信号值补充单元810的实施范畴。当候选信号值补充单元810判断应补充候选信号值后，候选信号值补充单元810可进一步通过下列步骤来补充该些候选信号值：依据该k个第一层候选信号值与该k个第二层候选信号值计算k个距离(例如将相对应的每一组第一层候选信号值与第二层候选信号值代入公式六以求出该k个距离)；依据该k个距离从该k个第二层候选信号值中选出一第二层参考候选信号值，该第二层参考候选信号值对应该k个第一层候选信号值中的一第一层参考候选信号值；依据该第二层参考候选信号值增加该p个第二层补充候选信号值；以及令该p个第一层补充候选信号值均为该第一层参考候选信号值。举例而言，选出该第二层参考候选信号值的步骤包含：依据该k个第一层候选信号值与该k个第二层候选信号值计算k个距离；将能够求得该k个距离中的最小者的第一层与第二层候选信号值所构成的路径视为一最佳路径(如图9所示，其中u为1或0，为u的相反值)；以及将该最佳路径下的第二层候选信号值做为该第二层参考候选信号值(如图10之)，其对应的第一层参考候选信号值为该最佳路径下的第一层候选信号值。另举例而言，依据该第二层参考候选信号值增加该p个第二层补充候选信号值的步骤包含：依据该第二层参考候选信号值执行一查表操作以查询预存数据，由此增加该p个第二层补充候选信号值，其中该p个第二层补充候选信号值的每一个于一星座图上是位于该第二层参考候选信号值的水平或垂直方向(如图10所示)，该星座图关联该接收信号所对应的调制方式，且该p的值不大于该第二层参考候选信号值的位数。增加该p个第二层补充候选信号值的步骤进一步说明如下。请参阅图9与图10，以所有(可为0或1)的第i个位均为j为例(其中j为0或1)，观察属于该最佳路径的在星座图上的落点找出第i个位为且离(或与最近的星座点)最近的星座点以做为第二层补充候选信号值。上述寻找的过程与星座图的设计有关。以图10(64-qam之星座图)为例，当的实部位于区间且的虚部位于区间时(此时离最近的星座点的位值由最高位至最低位依序为010000)，离最近且具有反向最高位值的星座点标示为b0、离最近且具有反向次高位值的星座点标示为b1、…、以及离最近且具有反向最低位值的星座点标示为b5，该些具有反向位值的星座点可做为补充候选信号值，必位于以离最近的星座点为中心的十字范围内，该些最近星座点与的位置的关系整理如表3至表5所示(表3至表5中为1，然此仅是举例)。因此，通过查表操作或是其等效操作，候选信号值补充单元810可找出第i个位为且离落点(或与该落点最近的星座点)最近的星座点。表3表4表5承上所述，举例而言，如图11所示，若有9个可能的第二层候选信号值的实部位于区间的虚部位于区间且以落点为基准的搜寻范围内的所有星座点(或说候选信号值)的最高位均为0且次高位均为1，通过查询表3，离落点最近且最高位值为1的星座点(位值110010)以及离落点最近且次高位值为0的星座点(位值000001)可被找到如图10的b0与b1所示。在找到此二最近的星座点(或说第二层补充候选信号值)后，图9的树形图便可多出二个补充路径如图12所示，以补足最高位与次高位所分别缺少的1与0的可能性。请注意，第二层候选信号值的分布可能不会如图11般如此规则。请参阅图13，最大可能性检测器152可通过一对换操作(swapoperation)决定单元1310的辅助而执行反向展开(于第一层先展开再于第二层展开)。该对换操作决定单元1310可依据该信道估测信号决定是否执行一对换操作，并于决定不执行该对换操作时输出该信道估测信号至qr分解单元530，以及于决定执行该对换操作时对该信道估测信号执行该对换操作以输出该信道估测信号的对换信号至qr分解单元530。更详细地说，对换操作决定单元1310的一实施例是依该信道估测信号的信道响应矩阵来决定信号检测的顺序，例如依矩阵的能量来决定顺序。举例而言，假定先展开的信号为(或)、后展开的信号为(或)，当矩阵的第1行的绝对值的平方小于矩阵的第2行的绝对值的平方时，对换操作决定单元1310会交换矩阵的第1行与第2行以输出该信道估测信号之对换信号，从而令先被展开的信号为当矩阵的第1行的绝对值的平方大于矩阵的第2行的绝对值的平方时，对换操作决定单元1310会输出矩阵从而令先被展开的信号为简言之，对换操作决定单元1310令信道能量较小的信号先被检测，以令前述第一层搜寻值较大，藉此减少遗漏候选信号值的可能性。然而，若信号检测电路150固定先检测(或信号检测电路150之均等架构固定先检测)，对换操作决定单元1310即非必要。请参阅图14，其是信号检测电路150的另一实施例的示意图。本实施例中，信号检测电路150通过第一检测电路1410执行正向展开，并通过第二检测电路1420执行反向展开，其中第一检测电路1410的一实施例为图5的最大可能性检测器152，第二检测电路1420的一实施例如图15所示。图15中，对换单元1510会交换信道响应矩阵的第1行与第2行以输出信道估测信号的对换信号。值得注意的是第一检测电路1410所产生的第一层搜寻值可与第二检测电路1420所产生的第一层搜寻值相同或不同，举例而言，第一与第二检测电路1410、1420所产生的第一层搜寻值k均为前述预设阈值或更大值，或者分别为依据通信指针而产生的搜寻值k1、k2，该二搜寻值k1、k2均不小于该预设阈值，由于该k、k1、k2均不小于该预设阈值，因此无补充候选信号值的必要，然此并非实施限制。相较于图14的实施例需针对(k+k)(或(k1+k2))种可能性计算对数概似比，图8的实施例只需针对(k+p)个可能性计算对数概似比。一般而言(k+p)必小于(k+k)(或(k1+k2))，故图8的实施例能进一步降低运算复杂度，且能减少电路面积。由于本领域普通技术人员能够通过前揭说明来推知图14与图15的实施例的细节与变化，因此，在不影响图14与图15的实施例的揭露要求与可实施性的前提下，重复及冗余之说明在此予以节略。值得注意的是，本说明书所提到的复数个步骤在实施为可能的前提下无执行顺序的限制，且同一步骤本身可以是由复数个子步骤所构成，由于该些特征为本领域具有通常知识者依本说明书的揭露可得而为知者，因此冗余的说明在此予以节略。综上所述，相较于已知技术，本发明提供一个低复杂度的方案，从而达到了低时间延迟、低运算复杂度、低运算功率、低实现电路面积、以及无实质效能损失等特性。虽然本发明的实施例如上所述，然而该些实施例并非用来限定本发明，本
技术领域：
普通技术人员可依据本发明的明示或隐含之内容对本发明的技术特征施以变化，凡此种种变化均可能属于本发明所寻求的专利保护范畴，换言之，本发明的专利保护范围须视本说明书的申请专利范围所界定者为准。符号说明100无线信号接收器110离散傅立叶转换电路(dft电路)120参考信号提取电路130信道估测电路140数据信号提取电路150信号检测电路152最大可能性检测器160解码电路候选信号值410搜寻值选择电路420最大可能性检测电路522第一层候选信号值决定单元524第二层候选信号值决定单元526对数概似比计算单元530qr分解单元540信号产生单元于星座图上的落点810候选信号值补充单元候选信号值于星座图上的落点b0、b1、b2、b3、b4、b5具有反向位值的最近星座点1310对换操作决定单元1410第一检测电路1420第二检测电路1510对换单元。当前第1页12