一种高动态下直扩MSK信号的二维联合捕获方法与流程

本发明涉及一种数字通信技术，特别是一种高动态下直扩msk信号的二维联合捕获方法。

背景技术：

目前，扩频系统多采用bpsk、qpsk调制方式，但这两种调制方式无法适用于存在严重非线性失真、多普勒频移与多径衰落的应用环境。直扩msk通信系统同时具有扩频系统的低截获性、多用户随机选址能力、抗干扰性能强等优点和msk信号的包络恒定、频谱利用率高、能量集中、旁瓣衰减快、带外辐射功率低、对非线性失真不敏感等优点，在战术数据链、民用航空地空数据链、导弹制导指令传输、卫星通信等领域得到了广泛应用。所以，直扩msk信号在直扩bpsk/qpsk信号无法适用的领域仍然具有很好的应用前景。

经典的msk信号捕获方法有两种，一种是基于滑动相关的码捕获，这种方法实现简单、但捕获时间很长；另一种是基于匹配滤波的码捕获。这两种方法的捕获相关峰极易受多普勒频偏的影响，显然不适用于高动态下的捕获。

在高动态的环境下，对多普勒频偏最经典的估计方法为非线性变换结合fft，具体方法为将接收信号做平方或多次方的非线性变换，再根据信号fft处理后频谱峰值的索引求得频偏估计值，然而此方法在低信噪比下无法工作。g.j.r.povey等人首先提出基于数字部分匹配滤波器与fft相结合(pmf-fft)的捕获模型，这种方法虽然在一定程度上缓解了多普勒频偏对伪码捕获性能的影响，并且实现了伪码相位和载波频偏的二维捕获，但是这种方法主要适应于mpsk信号，并且多普勒频偏的搜索范围较小，高动态环境下仍然不适用。近年来，陆续有学者提出差分捕获、两步捕获等高动态下的码捕获方法，但难以在低信噪比和估计精度间取得平衡。因而，如何在高动态环境下准确、快速地完成扩频信号的伪码相位和多普勒频偏的联合估计，成为直扩msk全数字接收机的关键技术。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种高动态下直扩msk信号的二维联合捕获方法，实现大多普勒频偏下直扩msk信号的捕获，使得直扩msk信号在高动态环境下，首先实现多普勒频偏补偿，在剩余频偏不影响相关峰的情况下，实现信号的码捕获。且在低信噪比下，可以获得较高的检测概率，同时取得较高的精度，以确保接收信号在进入信号跟踪(精同步)处理模块之前就已得到较好的粗同步。

本发明包括以下步骤：

将中频直扩msk信号经接收转换滤波器、下变频、低通滤波、抽取处理，得到近似直扩bpsk信号，

对近似直扩bpsk信号与本地码进行联合捕获，获取码相位误差的估计值和多普勒频偏的估计值，

基于上述估计值对近似直扩bpsk信号进行多普勒补偿和解扩后，获取信息，并通过msk调制后发射；其中

联合捕获包括：

对近似直扩bpsk信号与本地码分别做延迟处理后卷积，在本地码与近似直扩bpsk信号对齐时，在卷积所得最大相关峰所在位置处获取码相位误差的估计值，由相关峰处信号的相位获得多普勒频偏的估计值。

作为本发明的一种改进，改变延迟样点，获取若干延迟后的近似直扩bpsk信号与本地码，并对同一延迟样点下的两个信号卷积，对获取的所有的多普勒频偏的估计值取平均值作为多普勒补偿、解扩的估计值。

作为本发明的一种改进，对卷积后获取的多个相关峰的相位取平均值后获取的多普勒频偏估计值作为多普勒补偿、解扩的估计值。

作为本发明的一种改进，算法中的所有相关运算都可用fft代替时域卷积运算。

本发明与传统直扩msk信号捕获方法相比，具有以下优点：(1)算法中的所有相关运算都可用fft代替时域卷积运算，大大减小了算法的复杂度；(2)对伪码相位和载波频偏同时进行搜索，捕获时间为m个扩频码周期，可以根据捕获时间和捕获概率性能灵活选择参数m；(3)通过将接收信号与本地码进行延迟相乘处理，再相关得到相关峰并估计码相位差和多普勒频偏，通过调整延迟量及延迟数可以控制多普勒频率搜索范围，达到与估计精度间的平衡，适用于高动态环境；(4)用接收转换滤波器对直扩msk信号进行处理，将其转换为直扩bpsk信号，解决了msk信号形式复杂的问题，可将适用于直扩bpsk信号的快速捕获方法应用于直扩msk信号。

下面结合说明书附图对本发明做进一步描述。

附图说明

图1是本发明实施例的系统组成框图。

图2是本发明实施例的联合估计模块信号处理流程图。

图3是本发明实施例的检测概率和虚警概率随输入信噪比的变化曲线示意图。

具体实施方式

直扩msk信号进行精确解扩解调的条件是信号的同步，包括伪码和载波同步。信号同步分为粗同步和精同步，本发明侧重于信号粗同步，即伪码和多普勒频偏捕获。

发送信号采用“导频码+发送数据”的形式，在发送数据的前面插入m个全1数据符号，用以接收机端的扩频码和载波同步。导频码将多普勒频偏、码相位等补偿过后，数据信号部分才可进行精确的解扩解调。

直扩msk信号可采用串行方式产生，即扩频后的信号与载波cos(2πf1t)进行bpsk调制得到直扩bpsk信号，再经转换滤波器g(t)即可产生直扩msk信号。转换滤波器的冲激响应为

其中，fc为载波频率，t为扩频码码片宽度。

针对直扩msk信号的这种串行产生方式，在接收端采用与转换滤波器g(t)相匹配的滤波器h(t)进行接收，对应的接收转换滤波器的冲激响应为

转换滤波器的输出信号再经f1下变频、低通滤波，再进行k倍抽取，得到近似直扩bpsk基带信号。此抽取倍数与过采样倍数一致，此时输出基带信号可表示为

其中，τ为码相位误差；为初始相位，为了分析的方便，设为0；rc为扩频码速率；fd为多普勒频偏；ωn为高斯复白噪声；由于导频码部分数据为1，式(3)可改写成：

对近似直扩bpsk信号与本地码进行联合捕获，包括以下步骤：

步骤s101，将接收信号y(n)进行延迟处理，即将接收信号做d个样点的延迟后与未延迟信号的共轭相乘处理，过程如下：

其中，ω'(n)为延迟处理后的噪声。

步骤s102，对本地码c(n)进行修正，即做同样的延迟处理：

cd(n)＝c^*(n)c(n+d)(6)

步骤s103，将延迟处理后的信号yd(n)与本地修正码cd(n)卷积得：

其中，n为扩频码周期，卷积可由相关器进行。

步骤s104，由式(7)可知，本地码与接收信号对齐时，卷积所得相关峰最大：

至此，码相位误差的估计值可由相关峰所在位置得到。

与传统的码捕获算法相比，很明显该方法消除了多普勒频率对捕获输出相关峰峰值的影响。

步骤s105，由相关峰处信号的相位可得到多普勒频偏的估计值为

其中，arg[z]为复数z的角度；表示相关峰输出结果。

式(9)表示的估计值只基于一个延迟，为了提高精确度，引入多延迟的概念。因此，联合捕获过程改变为：

步骤s201，初始化延迟量d＝dmax-d,dmax为最大延迟量，d为延迟数，此处最大延迟量dmax和延迟数d是可控的，用以获得较大的检测概率。

步骤s202：同时将接收信号y(n)和本地码c(n)做延迟处理，延迟原理同上述步骤s102和s103，获得yd(n)和cd(n)。

步骤s203，将yd(n)和cd(n)输入相关器进行卷积，在相关输出搜索相关峰位置，可得到m个相关峰，此处相关峰所在位置即为码相位误差估计值

步骤s204，由相关峰处信号的相位可得到多普勒频偏的估计值同(9)。

步骤s205，判断是否d＞dmax，若判断条件为否，改变d的值，d＝d+1，返回步骤s202；若判断条件为是，进入步骤s206。

步骤s206，对所有获取的多普勒频偏的估计值求平均值，作为最后的多普勒频偏估计值

其中，d为延迟数，当d＝0时，即为单延迟；dmax为延迟最大值。

以上过程都是基于一个数据符号的相关峰做出的多普勒频偏估计，这里可以用m个符号的导频码的相关峰相位平均值代替一个符号的相关峰相位的方法提高精度，因此捕获过程修改为：

步骤s301，初始化延迟量d＝dmax-d,dmax为最大延迟量，d为延迟数，此处最大延迟量dmax和延迟数d是可控的，用以获得较大的检测概率。

步骤s302：同时将接收信号y(n)和本地码c(n)做延迟处理，延迟原理同上述步骤s102和s103，获得yd(n)和cd(n)。

步骤s303，将yd(n)和cd(n)输入相关器进行卷积，在相关输出搜索相关峰位置，可得到m个相关峰，此处相关峰所在位置即为码相位误差估计值

步骤s304，由相关峰处信号的相位可得到多普勒频偏的估计值同式(9)。

步骤s305，将所得m个相关峰的相位取平均：

其中，为延迟d的所得平均相位值；为相关峰的输出值。

步骤s306，判断是否d＞dmax，若判断条件为否，改变d的值，d＝d+1，返回步骤s302；若判断条件为是，进入步骤s307。

步骤s307，对所有获取的多普勒频偏的估计值求平均值，作为最后的多普勒频偏估计值

其中，d为延迟数，当d＝0时，即为单延迟；dmax为延迟最大值。

根据式(12)可知，本发明的多普勒频偏搜索范围为：

则，最大多普勒估计频偏为：

本发明的创新点在于利用延迟相乘信号的匹配输出相关峰值可以同时得到伪码相位和多普勒频偏的估计值，实现伪码-多普勒频偏二维联合捕获，且延迟数d与延迟最大值dmax均可控，用以在检测概率与多普勒估计范围间取得平衡。

实施例

本发明是一种高动态下直扩msk信号的二维联合捕获方法。如图1，首先将接收中频直扩msk信号经接收转换滤波器、下变频、低通滤波、抽取处理，得到近似直扩bpsk信号，再将此近似直扩bpsk信号送入联合估计模块，得到码相位误差与多普勒频偏的估计值，进而完成码捕获环节的工作。接收信号经过多普勒补偿/解扩模块后，即可得到msk调制信号。

系统采样频率fs＝245.52mhz，中频频率fc＝76.725mhz，过采样倍数k＝12，扩频码速率为rc＝20.46mchip/s，数据速率为20kbps，扩频码采用gold序列，码长n＝1023，导频码符号个数m＝20。

接收中频直扩msk信号经冲激响应为h(t)的接收转换滤波器，得到近似直扩bpsk信号。接收转换滤波器的冲激响应为

其中，为扩频码周期。转换滤波器的频率响应为

本发明滤波器的设计采用凸优化技术，首先需要将滤波器设计问题转化为凸优化问题，可以将转换滤波器的切比雪夫逼近建立为凸优化模型：

其中，sup为下确界；ω＝2πf为角频率；d(ω)为给定的频率响应函数；h(ω)为所设计的滤波器的频率响应，h(n)为滤波器系数，n0为滤波器阶数。

实际应用的滤波器系数h(n)通过matlab软件的cvx工具箱求得。

经接收转换滤波器后的信号再经f1下变频，其中下变频后低通滤波，再k倍抽取，此抽取倍数与过采样倍数一致。由于导频码部分数据为1，此时得到基带信号为

其中，τ为码相位误差；为初始相位；rc为扩频码速率；fd为多普勒频偏；ωn为高斯复白噪声；为了方便分析，设定初始相位

如图2所示，联合捕获模块的步骤如下：

步骤1：初始化延迟量d＝dmax-d。

dmax为最大延迟量，d为延迟数，此处最大延迟量dmax和延迟数d是可控的，用以获得较大的检测概率。

步骤2：同时将接收信号y(n)和本地码c(n)做延迟处理。

延迟处理过程为：将信号延迟d个样点，与取共轭后的未延迟信号相乘，得到延迟处理后的信号yd(n)和本地修正码cd(n)。

步骤3：将yd(n)和cd(n)输入相关器，在相关输出搜索相关峰位置，可得到m个相关峰。此处相关峰所在位置即为码相位误差估计值

步骤4：将所得m个相关峰的相位取平均：

其中，为延迟d的所得平均相位值；为相关峰的输出值。

步骤5：判断是否d＞dmax。

若判断条件为否，改变d的值，d＝d+1，返回步骤2；若判断条件为是，进入步骤6。

步骤6：对(d+1)次相位计算结果求平均，并计算多普勒频偏估计值：

根据式(20)可知，本发明的多普勒频偏搜索范围为：

则，最大多普勒估计频偏为：

图3为输入信噪比snr＝[-30db,-5db]，fd＝280khz，最大延迟量dmax＝36，延迟数d＝5，虚警概率pf＝0.001时，得到的检测概率和虚警概率随信噪比的变化曲线。计算式(21)可得：多普勒频偏估计范围为[-284.17khz，284.17khz]。

由图可以看出当信噪比达到-20db时，检测概率达到0.9155，由于采用恒虚警门限设置准则，虚警概率几乎不受信噪比的影响。可见本发明设计的伪码-多普勒联合捕获方法能够在高动态环境下对伪码相位和载波频偏进行准确的捕获。

由此可以看出，本发明设计的高动态下直扩msk信号的二维联合估计方法，与现有的捕获方法相比，具有算法复杂度小、同时完成伪码相位和多普勒频偏捕获、高动态下估计误差小等优势，非常适用于高动态低信噪比的应用环境，具有较强的实用价值。