用于频率相关IQ不平衡补偿的方法和设备与流程

技术领域

本公开总体上涉及射频(RF)收发器，更具体地讲，涉及用于补偿射频收发器中的频率同相(I)正交(Q)不平衡的方法和设备。

背景技术：

使用RF信号操作的电子系统可包括处理无线信号或有线信号(例如，RF信号)的RF收发器。RF收发器可包括用于对RF信号进行放大和/或滤波以恢复由RF信号搭载的原始数据的各种组件。因为直接转换RF收发器通过去除中频(IF)模拟分量来简化下转换，所以针对无线通信设计的低成本和低功率的结构的增长需求已经将集中于直接转换RF收发器。然而，直接转换RF收发器遭受由不完整模拟前端(FE)组件引起的模拟I支路与模拟Q支路之间的不平衡。

不完整IQ下转换可在I组件与Q组件之间产生增益和相位不平衡。增益失配可由于混频器的不等增益、将本机振荡器(LO)时钟提供给I支路和Q支路的LO驱动器的不等增益、I支路和Q支路的可变增益放大器(VGA)组件中的不等增益和/或I支路和Q支路中的模数转换器(ADC)的不等最低有效位(LSB)水平而引起。相位不平衡主要由于难以在I时钟与Q时钟之间获得精确的90度相位而引起。由于这些类型的不平衡不依赖信号频率，因此它们被称为频率无关(frequency-independent)(FI)不平衡。

模拟I路径与模拟Q路径之间的模拟基带(ABB)滤波器极点位置失配可导致频率相关(frequency-dependent)(FD)IQ失配。FI IQ不平衡和FD IQ不平衡导致信号带宽中的镜像信号(mirror image signal)。在接收端的典型的镜像抑制比(IRR)的范围为20dB至40dB，该范围不足以准确地接收需要高信噪比(SNR)的高阶调制载波。

用于估计和补偿IQ失配的主要方法是频域方法和时域方法。当与时域方法相比时，由于卷积运算变换为频域中的乘法运算，使得频域方法显著地降低IQ补偿的复杂度。然而，频域方法针对IQ不平衡估计需要特殊的导频模式，这由于导频插入的开销而降低了频谱效率和可用的吞吐量。因此，在无线接入网络(WAN)标准(诸如，长期演进(LTE)和宽带码分多址(WCDMA))中不支持频域方法。

时域方法通过利用接收到的信号的正交特性使用盲估计来补偿FI失配和FD失配。时域方法不需要特殊的导频模式来估计IQ失配，这保证无线信道的有效利用。

技术实现要素：

根据本公开的方面，提供一种方法，其中，收发器的处理器选择复基带信号的实部和复基带信号的虚部中的一个。收发器的自适应滤波器使用自适应滤波器系数以及复基带信号的实部和虚部中的一个来执行实数乘法运算，以生成复补偿信号。基于由收发器的加法器对复基带信号和复补偿信号进行求和，来生成补偿的信号。

自适应滤波器系数以及所述实部和所述虚部中的选择的一个为实数乘数。

复基带信号是具有通过由两个下变换器对射频信号执行针对正交接收的90度相位偏移的下变换并且分别对下变换的信号进行低通滤波获得的分量的信号。

所述方法还包括：基于在迭代中，使用补偿的信号调节自适应滤波器系数，来确定自适应滤波器系数。

所述实部是复基带信号的同相(I)分量，所述虚部是复基带信号的正交(Q)分量。

自适应滤波器是有限脉冲响应(FIR)滤波器。

复基带信号具有同相正交不平衡，复补偿信号校正复基带信号的同相正交不平衡。

将复信号和复补偿信号进行求和的步骤使用复补偿信号中的比例项来消去复基带信号中的虚数项。

补偿的信号用于发送或接收同相正交不平衡补偿。

复补偿信号被表示为：

其中，z(t)是复基带信号，z*(t)是z(t)的共轭，s(t)是实带通信号，s*(t)是s(t)的共轭，g(t)是增益，g*(t)是g(t)的共轭，w2(t)是权重系数。

根据本公开的另一方面，提供一种设备，包括：处理器，被配置为选择复基带信号的实部和复基带信号的虚部中的一个。所述设备还包括：自适应滤波器，被配置为使用自适应滤波器系数以及复基带信号的实部和虚部中的一个来执行实数乘法运算，以生成复补偿信号。所述设备还包括：加法器，被配置为对复基带信号和复补偿信号进行求和，以生成补偿的信号。

自适应滤波器系数以及所述实部和所述虚部中的选择的一个为实数乘数。

复基带信号是具有通过由两个下变换器对射频信号执行针对正交接收的90度相位偏移的下变换并且分别对下变换的信号进行低通滤波获得的分量的信号。

所述设备还包括滤波器自适应模块，被配置为基于在迭代中使用补偿的信号调节自适应滤波器系数，来确定自适应滤波器系数。

所述实部是复基带信号的同相分量，所述虚部是复基带信号的正交分量。

自适应滤波器是有限脉冲响应滤波器。

复基带信号具有同相正交不平衡，复补偿信号校正复基带信号的同相正交不平衡。

将复基带信号和复补偿信号进行求和的步骤使用复补偿信号中的比例项来消去复基带信号中的虚数项。

在发送或接收IQ不平衡补偿中使用补偿的信号。

复补偿信号被表示为：

其中，z(t)是复基带信号，z*(t)是z(t)的共轭，s(t)是实带通信号，s*(t)是s(t)的共轭，g(t)是增益，g*(t)是g(t)的共轭，w2(t)是权重系数。

附图说明

通过下面结合附图进行的描述，本公开的上述和其他方面、特征和优点将会更加清楚，其中：

图1是示出基于IQ下变转换的接收器结构的示图；

图2是示出滤波器补偿模型的示图；

图3是示出具有滤波器自适应的滤波器补偿模型的示图；

图4是示出根据本公开的实施例的使用复基带信号的实部的滤波器补偿模型的示图；

图5是示出根据本公开的实施例的使用复基带信号的实部的具有滤波器自适应的滤波器补偿模型的示图；

图6是示出根据本公开的实施例的使用复基带信号的虚部的具有滤波器自适应的滤波器补偿模型的示图；

图7是示出根据本公开的实施例的具有滤波器自适应的滤波器补偿的方法的流程图；

图8是示出根据本公开的实施例的计算系统的示意性硬件实施方式的框图；

图9是示出根据本公开的实施例的在给定的频带上的镜像抑制比(IRR)的比较的图表；

图10是示出根据本公开的实施例的在给定的迭代次数下的IRR的比较的图表。

具体实施方式

参照附图对本公开的实施例进行详细地描述。虽然在不同的示图中示出相同或相似的组件，但是他们可由相同或相似的参考标号表示。可省略对本领域公知的结构或处理的详细描述以避免模糊本公开的主题。

在下面的描述和权利要求中使用的术语和词语不限于他们的字典含义，而仅被用于保证清楚和一致的理解本发明。因此，本领域技术人员应清楚，提供本公开的实施例的以下描述仅为了示意性的目的，而不是为了限制由权利要求和他们的等同物所定义的本发明。

虽然包括普通的数字(诸如，第一和第二)的术语可被用于描述各种元件，但是结构元件不被这些术语限制。这些术语仅用于将一个元件与另一元件区分。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一结构元件可被称为第二结构元件。类似地，第二结构元件也可被称为第一结构元件。如在这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关项的任意和所有组合。

应理解，除非上下文另外清楚地指出，否则单数形式包括复数指示物。因此，例如，提及“标识符”包括提及一个或多个这样的标识符。

在本公开中，应当理解，术语“包括”或“具有”表示特征、数量、步骤、操作、结构元件、部件或其组合的存在，而不排除额外的一个或多个其他特征、数量、步骤、操作、结构元件、部件或其组合的存在或可能性。

首先参照图1，示图示出基于IQ下转换的接收器结构。RF信号r(t)被接收并被提供给第一混频器102和第二混频器104二者。第二混频器104使用针对正交接收的90度相位偏移进行操作。RF信号r(t)和相应的复本机振荡器(LO)信号可分别表示为下面的等式(1)和等式(2)。

系数K₁和系数K₂被表示为等式(3)，其中，real{}表示复信号的实部，表示接收(RX)路径的有效幅度和相位FI不平衡。此外，ω_LO是LO的频率，t是时间，j是等于-1的平方根(sqrt(-1))的常数。此外，s(t)是复基带信号。最后，是复指数。

第一混频器102将接收到的RF信号r(t)和来自复LO信号的第一本振频率信号2cos(ω_LO t)混合，结果是第一下转换信号m_i(t)。第二混频器104将接收到的RF信号r(t)和来自复LO信号的第二本振频率信号混合，结果是第二下转换信号m_q(t)，其中，g_rx是电路的第二支路上的RX链路的增益，而且是正的，但一般不等于1。下转换信号m(t)可表示为下面的等式(4)，其中，高阶频率分量被忽略。

第一下转换信号m_i(t)和第二下转换信号m_q(t)分别被提供给第一低通滤波器h₁(t)106和第二低通滤波器h₂(t)108。在通过第一低通滤波器h₁(t)106和第二低通滤波器h₂(t)108之后，复基带信号z(t)的实部z_i(t)和复基带信号z(t)的虚部z_q(t)被提供。如在下面的等式(5)所阐述地表示复基带信号z(t)，其中，m*(t)是m(t)的共轭。实部是复基带信号的同相(I)分量，虚部是复基带信号的正交(Q)分量。

FI和FD的联合响应表示为下面的等式(6)。g₁(t)和g₂(t)是s(t)和s*(t)的复比例因子。

如果h₁(t)与h₂(t)之间不存在失配(即，h₁(t)和h₂(t)与h(t)相等)，则g₁(t)和g₂(t)被简化为h(t)K₁和h(t)K₂。在这种情况下，不存在频率相关IQ失配，并且IQ失配降低频率无关。

在频域中，等式(5)的傅里叶变换可表示为下面的等式(7)。G₁(f)、G₂(f)和S(f)是g₁(t)、g₂(t)和s(t)的傅里叶变换。

Z(f)＝G₁(f)S(f)+G₂(f)S*(-f) (7)

相应的镜频(mirror-frequency)衰减L_RX(或IRR)可表示为下面的等式(8)。

如果H₁(f)等于H₂(f)，等式(8)被简化为是FI不平衡的IRR的表达式。25dB-40dB IRR的典型范围是1％-5％的增益失配和1度-5度的相位失配。然而，需要具有多于40dB的镜频抑制来支持高阶调制载波(诸如，LTE中的256QAM)。

现在参照图2，示图示出滤波器补偿模型。具体地说，图2的滤波器模型可补偿IQ FD不平衡。来自图1的复基带信号z(t)被提供为滤波器补偿模型的输入。具体地说，复基带信号z(t)被提供给第一节点202。从第一节点202，复基带信号z(t)被提供给加法器204和共轭框206二者。共轭框206被配置为改变复基带信号z(t)的虚数部分的极性，从而生成复共轭信号。

复共轭信号从共轭框206提供到自适应滤波器208。自适应滤波器208可以是作为一种离散时间滤波器的有限脉冲响应(FIR)滤波器。自适应滤波器208被配置为使用自适应滤波器系数对复共轭信号执行复卷积运算，来生成复补偿信号。

自适应滤波器208将复补偿信号提供给加法器204。加法器204将复补偿信号与复基带信号z(t)相加，并输出补偿的信号y(t)。补偿的信号y(t)可表示为下面的等式(9)，其中，z^*(t)是z(t)的共轭，w1(t)是自适应滤波器系数。

y(t)＝z(t)+w1(t)*z^*(t) (9)

当来自等式(5)的z(t)被带入等式(9)中时，结果是下面的等式(10)，其中，是g₁(t)的共轭，是g₂(t)的共轭，s^*(t)是s(t)的共轭。

因此，消去输出镜像并使等于零的最优复补偿信号被表示为下面的等式(11)。

图2的滤波器补偿模型提出一种用于滤波器抽头的自适应的牛顿法。可被用于时域自适应的唯一特性是适当性条件(properness condition)。针对FD IQ不平衡，可如下面的等式(12)所示表示用于自适应的条件。

C_y(τ)＝E{y(t)y(t-τ)}＝0,0≤τ≤τ_max (12)

其中，y(t)是补偿的信号，y(t-τ)是延迟的补偿的信号，τ是延迟时间，E是y(t)y(t-τ)的数学期望，C_y(τ)是循环相关信号。

在等式(12)中，τ_max是确定滤波器抽头的数量的系统参数。目标函数是C_y＝E{Y(t)y(t)}，其中，Y(t)＝[y(t)y(t-1)…y(t-N+1)]^T，N是从τ_max得到的滤波器系数的数量。寻找滤波器系数来满足C_y＝0的近似牛顿法被表示为下面的等式(13)，其中，α是每次更新的步长。

w(n+1)＝w(n)-αY(t)y(t) (13)

其中，w(n)是滤波器系数的复值向量。如在等式(13)中所示，使用补偿的信号向量Y(t)来更新w(n)。

现在参照图3，示图示出具有滤波器自适应的滤波器补偿模型。具体地说，图3的模型更加详细地示出图2的模型。来自图1的复基带信号z(t)分别作为实部z_i(t)和虚部z_q(t)被提供为滤波器补偿模型的输入。实部z_i(t)和虚部z_q(t)被提供给加法器304和共轭框306二者。共轭框306被配置为改变虚部z_q(t)的极性，从而生成具有实部z_i(t)和虚部-z_q(t)的复共轭信号。

将复共轭信号从共轭框306提供到自适应滤波器308。自适应滤波器308可以是作为一种离散时间滤波器的FIR滤波器。自适应滤波器308被配置为使用由滤波器自适应框310输出的自适应滤波器系数，对复共轭信号执行复卷积运算，来生成复补偿信号。

自适应滤波器308将复补偿信号提供给加法器304。加法器304将复补偿信号与复基带信号z(t)相加，并输出补偿的信号y(t)。补偿的信号y(t)被提供给滤波器自适应框310，该滤波器自适应框310生成被提供给自适应滤波器308的自适应滤波器系数。自适应滤波器系数被自适应滤波器308用于生成复补偿信号。因此，可根据等式(13)迭代更新自适应滤波器308。

由于IQ补偿为了稳定而需要超高分辨率的参数更新，因此如图2和图3所示的时域自适应滤波器结构增加了硬件复杂度和功耗。因此，在自适应状态和滤波状态均需要高分辨率的复乘法器。

现在参照图4，示图示出根据本公开的实施例的使用复信号的实数输入的滤波器补偿模型。来自图1的复基带信号z(t)被提供为滤波器补偿模型的输入。具体地说，复基带信号z(t)被提供给第一节点402。从第一节点402，复基带信号z(t)被提供给加法器404和选择器框406二者。选择器框406被配置为选择复基带信号z(t)的实部。

将复基带信号z(t)的实部从选择器框406提供到自适应滤波器408。自适应滤波器408可以是作为一种离散时间滤波器的FIR滤波器。自适应滤波器408被配置为使用复基带信号z(t)的实部和自适应滤波器系数来执行实数乘法运算，来生成复补偿信号。

自适应滤波器408将复补偿信号提供给加法器404。加法器404将复补偿信号与复基带信号z(t)相加，并输出补偿的信号y(t)。

通过使用复基带信号z(t)的实部来代替(如图2和图3中所示的)复共轭信号，频率相关IQ补偿的复数乘法被简化为实数乘法。因此，滤波阶段的硬件复杂度被降低至少一半。由于降低的硬件复杂度，每个滤波操作中消耗的功率被降低。尽管降低的复杂度和功耗，但是性能没有损失，下面进行更加详细的描述。

在图4中示出的本公开的实施例中，使用下面的等式(14)-等式(16)的推导，可确定是否存在最优权重。

通过将等式(5)带入等式(14)得到等式(15)。通过从等式(15)的傅里叶变换得到等式(16)，其中，被设置为等于零。由于最优权重是复数滤波器系数，等式(16)是通过FIR结构的可实现的传递函数，因此存在满足等式(16)的最优权重。

当将等式(16)与等式(11)进行比较时，在图4中示出的本公开的实施例的最优权重估计和G₂(f)的平均值，代替分母项中的通常，G₂(f)比弱得多(至少20dB)，因此，最优权重W2_OPT(f)约等于2W1_OPT(f)。

当在本公开的实施例中使用复基带信号的实部时，与使用共轭输入相比，不存在IQ不平衡补偿所需信息的损失。FD IQ补偿的主要目的是为了通过加入包括缩放s^*(t)项的补偿因子来消除去虚部s^*(t)。根据本公开的实施例，将被相加的补偿因子是并且被表示为下面的等式(17)。其中，g₁(t)和g₂(t)是增益，g₁*(t)和g₂*(t)分别是g₁(t)和g₂(t)的共轭。

针对自适应，可在本公开的实施例中利用相同的近似牛顿更新。等式(13)中的近似将使牛顿法的比例因子强制为常数值。由于图2与图4之间唯一的区别是牛顿更新中的比例项，因此用于图4的实施例的近似牛顿更新与用于图2的近似牛顿更新(即，等式(13))相同。

现在参照图5，示图示出根据本公开的实施例的使用复信号的实部的具有滤波自适应的滤波器补偿模型。具体地说，图5的模型更加详细地示出图4的模型。来自图1的复基带信号z(t)分别作为实部z_i(t)和虚部z_q(t)被提供为滤波器补偿模型的输入。实部z_i(t)和虚部z_q(t)被提供给加法器504和选择框506二者。选择框506被配置为选择实部z_i(t)，并且将实部z_i(t)提供给自适应滤波器508。

自适应滤波器508可以是作为一种离散时间滤波器的FIR滤波器。还可将自适应滤波器508实现为计算机程序或具有代替寄存器的模拟延迟元件的模拟滤波器。自适应滤波器508被配置为使用实部z_i(t)和由滤波器自适应框510输出的自适应滤波器系数，来执行实数乘法运算，以生成复补偿信号。实数乘法运算表示自适应滤波器系数的实部和虚部中的每一个乘以实部z_i(t)。实数乘法运算包括两个实数乘法：(1)自适应滤波器系数的I与实部z_i(t)的实数乘法；(2)自适应滤波器系数的Q与实部z_i(t)的实数乘法。

自适应滤波器508将复补偿信号提供给加法器504。加法器504将复补偿信号与复基带信号z(t)相加，并输出补偿的信号y(t)。补偿的信号y(t)被提供给滤波器自适应框510。滤波器自适应框510生成被提供给自适应滤波器508的自适应滤波器系数。自适应滤波器系数被自适应滤波器508用于生成复补偿信号。因此，可根据等式(13)迭代更新自适应滤波器508。

现在参照图6，示图示出根据本公开的实施例的使用复基带信号的虚部的具有滤波自适应的滤波器补偿模型。具体地说，图6的模型更加详细地示出图4的模型。来自图1的复基带信号z(t)分别作为实部z_i(t)和虚部z_q(t)被提供为滤波器补偿模型的输入。实部z_i(t)和虚部z_q(t)被提供给加法器604和选择框606二者。选择框606被配置为选择虚部z_q(t)，并且将虚部z_q(t)提供给自适应滤波器608。

自适应滤波器608可以是作为一种离散时间滤波器的FIR滤波器或计算机程序或模拟滤波器。自适应滤波器608被配置为使用虚部z_q(t)和由滤波器自适应框610输出的自适应滤波器系数，来执行实数乘法运算，以生成复补偿信号。实数乘法运算表示自适应滤波器系数的实部和虚部中的每一个乘以复基带信号z(t)的虚部z_q(t)。

自适应滤波器608将复补偿信号提供给加法器604。加法器604将复补偿信号与复基带信号z(t)相加，并输出补偿的信号y(t)。补偿的信号y(t)被提供给滤波器自适应框610。滤波器自适应框610生成被提供给自适应滤波器608的自适应滤波器系数。通过自适应滤波器608将自适应滤波器系数用于生成复补偿信号。因此，可根据等式(13)迭代更新自适应滤波器608。

现在参照图7，流程图示出根据本公开的实施例的具有滤波自适应的滤波器补偿的方法。所述方法始于702，其中，从收发器的I路径和Q路径将复基带信号提供给加法器和选择框。在704，选择框选择复基带信号的实部和虚部中的一个。在706，自适应滤波器使用由滤波自适应框输出的自适应滤波器系数与复基带信号的实部和虚部中的一个，来执行实数乘法运算，来生成复补偿信号。

在708，加法器将复补偿信号与复基带信号相加，并输出补偿的信号。在710，滤波器自适应框使用补偿的信号来生成被提供给自适应滤波器的反馈信号。反馈信号包括自适应滤波器系数。在712，通过自适应滤波器将自适应滤波器系数用于生成复补偿信号。

现在参照图8，框图示出根据可被实现的本公开的一个或多个组件/方法(例如，在图3-图7的上下文中描述的组件/方法)的计算系统的示意性的硬件实施方式。如图所示，可根据通过计算机总线818或替换连接布置而结合的处理器810、存储器812、输入/输出(I/O)装置814和网络接口816来实现计算机系统。

将理解，如这里所使用的术语“处理器”意在包括任意处理装置，诸如，包括(但不限于)中央处理器(CPU)和/或其他处理电路的处理装置。还将理解，术语“处理器”可表示多个处理装置，并且与处理装置相关联的的各种元件可被其他处理装置共享。

如这里所使用的术语“存储器”意在包括与处理器或CPU相关联的存储器，诸如，随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、固定存储装置(例如，硬件驱动)、可移动存储装置和闪存。

此外，如这里所使用的短语“输入/输出装置”或“I/O装置”意在包括，例如，用于使信息进入处理装置的一个或多个输入装置，和/或用于输出与处理单元相关联的信息的一个或多个输出装置。

此外，如这里所使用的短语“网络接口”意在包括，例如，允许计算机系统通过合适的通信协议与另一计算机系统进行通信的一个或多个收发器。这可提供对其他计算机系统的访问。

包括用于执行这里描述的方法的指令或代码的软件组件可被存储在相关联的存储器装置(例如，ROM、固定或可移动的存储器)中的一个或多个存储器装置中，并且当准备被使用时，软件组件被部分或全部地加载(例如，加载到RAM)并且被CPU执行。

现在参照图9，图表示出根据本公开的实施例的在给定的频带上的IRR的比较。具体地说，在1dB增益失配和5度相位失配的情况下，在FI系统中测量IRR。从-30MHz至30MHz的频率测量IRR。当没有IQ补偿时，IRR在频带上保持大约22dB的常数。当使用针对图4-图7示出和描述的本公开的实施例提供IQ补偿时，IRR超过50dB。

现在参照图10，图表示出根据本公开的实施例的在给定的迭代次数下的IRR的比较。具体地说，在1dB增益失配和5度相位失配的情况下，在FI系统中测量IRR。通过2×10⁶次迭代测量IRR。图10示出使用针对图4-图7的IQ补偿沿着相同的轨迹，并停留在60dB与70dB之间。

本公开的实施例提供一种时域FD IQ不平衡补偿的变形。时域方法具有有效利用无线频谱的优点。然而，由于时域中的卷积(滤波)操作，即使少量的滤波器抽头操作也会导致高的硬件复杂度和功耗。此外，由于盲估计的特性，为了通过长期平均最小化估计误差而需要高分辨的IQ不平衡估计，这导致复杂度的额外增加。本公开的实施例提供一种时域IQ估计的有效设计。

可结合被视为在此描述的方法和设备的部分的集成电路的制造来利用本公开。

虽然已参照本公开的特定实施例示出和描述了本公开，但是本领域技术人员将理解，在不脱离由权利要求和它们的等同物所定义的精神和范围的情况下，可对其进行各种形式和细节上的改变。