基于序列正交下变频的直流补偿接收机及信号接收方法与流程

本发明属于无线通信
技术领域：
，具体涉及一种基于序列正交下变频的直流补偿接收机及信号接收方法。
背景技术：
：现有的商用移动通信系统不断向宽带化及高速方向发展，这是与目前移动通信市场空前的繁荣密切相关的。人们对无线通信数据速率的要求越来越高。第4代移动通信系统已经大规模商用，第五代移动通信系统正在广泛而深入的开发中。然而，在另外一些特殊应用场景下，无线通信系统不是以速率的高低为目标。例如：物联网的发展要求大量的收发信机节点，很多时候并不需要很高的通信速率，如对周围环境温度的检测，非常低的通信速率就能满足要求。而此时由于收发信机节点往往是采用电池供电，对这些节点的能量消耗要求非常严格，此时需要严格控制收发信机的发射功率。再例如：在汽车电子中，目前应用广泛的无线胎压监测系统，其内置到轮胎里面的节点的无线发射器要求其正常工作时间高达3年以上。这些都无疑对节点发射功率有着非常严格的要求。而无线胎压监测系统，内置到轮胎里面的发射机其发送的数据量非常低，通常每隔几分钟才会发送一次。因此，其发送数据量非常低，平均下来其通信速率在1Hz/s都能达到其要求。另外，接收机一般采用正交下变频处理，需要同相与正交分量两个处理单元，两个单元性能指标很难做到一致，从而导致直流偏置电流存在及谐波杂散等严重问题。其中，直流偏置问题严重影响接收机的动态范围，虽然已有不少文献致力于解决此问题，但大部分都是考虑对同相及正交分量分别作补偿或者组合到一起做补偿。而电路两个支路固有的指标偏差，导致这一类补偿算法性能有限且电路复杂，成本及功耗变大。传统的下变频(零中频)接收机如图1所示，图1中，天线接收到的信号，经过低噪声放大后，进入正交下变频器，变换到零中频，得到基带信号(同相分量、正交分量)。如发射的信号为s(t)＝I(t)cosωct+Q(t)sinωct，其中I(t)为发射机发射的同相分量，Q(t)为发射机发射的正交分量，ωc为载波频率，t为时间。则接收机收到信号为y(t)＝h(t)*s(t)+z(t)，其中，h(t)为信道冲击响应，s(t)为发送的基带信号，z(t)为信道噪声，假设信道是平坦衰落信道，即h(t)在符号发射时候基本不变。则接收机处理过程为：1)同相分量处理支路得到2)正交分量处理支路得到其中，LPF[·]表示对信号进行低通滤波处理，接收机对同相分量与正交分量进行同步、跟踪、解调等处理，得到发射机发送数据。此正交下变频接收机结构广泛应用到移动通信系统的接收机上面(如第三代移动通信系统接收机、第四代移动通信系统接收机等)。其主要的优点是可处理的数据带宽非常大，或者基带数据速率非常高，如第四代移动通信系统其接收机基带数据速率达到20M波特。然而，其存在诸多缺点，如存在直流偏置电流，存在谐波杂散等。目前对于由图1构成的双支路进行直流偏置抵消及补偿已经有很多种方法。例如：1)通过电容耦合去除直流分量，此种方法仅仅适合信号中不包含直流分量的信号类型；2)对正交下变频后的两个支路分别进行补偿或者组合补偿，如在公开号为US7532873B2的美国专利“DCOffsetcancellationinazeroifreceiver”中采取的补偿方法；再如公开号为US8036622B2的美国专利“DCoffsetcancellationcircuitforareceiver”中所采取的首先对直流分量进行估计，然后再从同相或者正交分量里面抵消的方法。公开号为US73563226B2的美国专利“Direct-conerstionreceiverforremovingdcoffset”采取了更为复杂的电路结构进行补偿。上述这些方法，都是考虑同相及正交分量进行组合补偿，其补偿方法导致电路过于复杂，功耗及成本增加，且受到两个支路性能不一致的影响，其补偿效果有限。技术实现要素：本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种电路结构简单、设计新颖合理、降低了成本、实现方便、经过下变频以后同相分量及正交分量性能指标能够保持高度一致、能够去除直流偏置问题，实用性强、使用效果好、便于推广使用的基于序列正交下变频的直流补偿接收机。为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种基于序列正交下变频的直流补偿接收机，其特征在于：包括低噪声放大器、序列正交下变频器、A/D转换器、基带时钟信号发生器、二分频器和信号解调器，所述序列正交下变频器包括依次连接的本机振荡器、相位切换电路、混频器和低通滤波器，所述低噪声放大器的输入端接有天线，所述低噪声放大器的输出端与混频器的输入端连接，所述A/D转换器的输入端与低通滤波器的输出端和基带时钟信号发生器的输出端连接，所述相位切换电路与基带时钟信号发生器的输出端连接，所述二分频器的输入端与基带时钟信号发生器的输出端连接，所述信号解调器的输入端与A/D转换器的输出端和二分频器的输出端均连接。上述的基于序列正交下变频的直流补偿接收机，其特征在于：所述相位切换电路包括射频变压器L0、90度相位分离电路、90度移相电路和输出选择控制电路，所述输出选择控制电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4；所述射频变压器L0的初级线圈的一端为相位切换电路的输入端，所述射频变压器L0的初级线圈的另一端接地，所述90度相位分离电路的输入端通过电容C0与所述射频变压器L0的次级线圈的一端连接，所述90度相位分离电路的两个输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接，所述90度移相电路的输入端通过电容C10与所述射频变压器L0的次级线圈的另一端连接，所述射频变压器L0的次级线圈的中性极点接地，所述90度移相电路的两个输出端分别与二极管D3的阳极和二极管D3的阳极连接，所述二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D3的阳极和二极管D4的阳极分别与基带时钟信号发生器的四个输出端连接，所述二极管D1的阴极、二极管D2的阴极、二极管D3的阴极和二极管D4的阴极连接且为输出选择控制电路的输出端，且通过电阻R5接地。上述的基于序列正交下变频的直流补偿接收机，其特征在于：所述90度相位分离电路包括电阻R1、电阻R2、电容C1和电容C2，所述电阻R1的一端与电容C2的一端连接且为90度相位分离电路的输入端，所述电阻R1的另一端与电容C1的一端连接且为90度相位分离电路的第一输出端，所述电容C1的另一端接地，所述电容C2的另一端与电阻R2的一端连接且为90度相位分离电路的第二输出端，所述电阻R2的另一端接地，所述电阻R1的阻值、电阻R2的阻值、电容C1的容值和电容C2的容值满足关系式1/R1C1＝1/R2C2。上述的基于序列正交下变频的直流补偿接收机，其特征在于：所述90度移相电路包括电阻R3、电阻R4、电容C3和电容C4，所述电阻R3的一端与电容C4的一端连接且为90度移相电路的输入端，所述电阻R3的另一端与电容C3的一端连接且为90度移相电路的第一输出端，所述电容C3的另一端接地，所述电容C4的另一端与电阻R3的一端连接且为90度移相电路的第二输出端，所述电阻R4的另一端接地，所述电阻R3的阻值、电阻R4的阻值、电容C3的容值和电容C4的容值满足关系式1/R3C3＝1/R4C4。本发明还提供了一种方法步骤简单、实现方便、经过下变频后同相分量及正交分量性能指标能够保持高度一致、能够去除直流偏置问题、实用性强的基于序列正交下变频的直流补偿信号接收方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：步骤一、调节本机振荡器的输出频率，使本机振荡器的输出频率与发射机的频率fosc相等，进入跟踪状态；步骤二、基带时钟信号发生器输出信号给相位切换电路，本机振荡器的输出相位经过相位切换电路切换，在0度、90度、180度和270度之间循环跳变，并且跳变频率fphase是发射机发射基带信号频率fBB的4倍；步骤三、混频器对经低噪声放大器放大后的天线接收到的信号和本机振荡器输出的信号进行混频处理后，再输出给低通滤波器进行低通滤波，低通滤波后得到同相分量与正交分量的信号序列I0Q0I180Q180...；其中，I0为相位为0度时的同相分量，I180为相位为180度时的同相分量，Q0为相位为0度时的正交分量，Q180为相位为180度时的正交分量；步骤四、同相分量与正交分量的信号序列I0Q0I180Q180...经过A/D转换器进行A/D转换后，输出给信号解调器，同时，基带时钟信号发生器输出的信号经过二分频器进行分频处理后输出给信号解调器；步骤五、信号解调器对其接收到的A/D转换器输出的序列进行中和处理，得到移除了直流偏置的同相分量I＝(I0-I180)/2和正交分量Q＝(Q90-Q270)/2；其中，Q270为相位为270度时的正交分量。本发明与现有技术相比具有以下优点：1、本发明只需要采用一个射频支路，即可同时得到同相分量及正交分量，省略了一路混频器、低通滤波器和A/D转换器，电路结构简单，设计新颖合理，降低了成本，实现方便。2、本发明仅采用了一个支路完成传统正交下变频的处理过程，利用了一个支路的高度对称性，经过下变频以后，同相分量及正交分量性能指标能够保持高度一致。3、本发明采用了中和处理方法，可以去除直流偏置问题，大幅度提供接收机的动态范围。4、本发明去除直流偏置电流后，通过在基带采用窄带滤波器即可大大降低本底噪声(到-130dBm以下)，目前广泛的射频模块其发射速率普遍在KHz以上，如常用的12.5KHz带宽的发射信号；本发明接收机的发射速率最大仅为3比特/秒，同时系统工作带宽仅为7Hz左右，这就意味着本发明接收机的本底噪声比其他系统低30dB以上，从而，在相同的收发信机距离情况下，发射机发射信号功率可以降低30dB以下。5、本发明的基于序列正交下变频的直流补偿信号接收方法的方法步骤简单，实现方便。6、本发明的实用性强，特别适合于低速率低功耗无线收发系统中，如物联网节点、汽车电子等领域，使用效果好，便于推广使用。综上所述，本发明的设计新颖合理，降低了成本，实现方便，经过下变频以后同相分量及正交分量性能指标能够保持高度一致，能够去除直流偏置问题，实用性强，使用效果好，便于推广使用。下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。附图说明图1为传统的下变频(零中频)接收机的电路原理框图。图2为本发明基于序列正交下变频的直流补偿接收机的电路原理框图。图3为本发明相位切换电路的电路原理图。图4为本发明的基于序列正交下变频的直流补偿信号接收方法的方法流程框图。附图标记说明:1—低噪声放大器；2—序列正交下变频器；2-1—本机振荡器；2-2—相位切换电路；2-21—90度相位分离电路；2-22—90度移相电路；2-23—输出选择控制电路；2-3—混频器；2-4—低通滤波器；3—A/D转换器；4—基带时钟信号发生器；5—二分频器；6—信号解调器；7—天线。具体实施方式如图2所示，本发明的基于序列正交下变频的直流补偿接收机，包括低噪声放大器1、序列正交下变频器2、A/D转换器3、基带时钟信号发生器4、二分频器5和信号解调器6，所述序列正交下变频器2包括依次连接的本机振荡器2-1、相位切换电路2-2、混频器2-3和低通滤波器2-4，所述低噪声放大器1的输入端接有天线7，所述低噪声放大器1的输出端与混频器2-3的输入端连接，所述A/D转换器3的输入端与低通滤波器2-4的输出端和基带时钟信号发生器4的输出端连接，所述相位切换电路2-2与基带时钟信号发生器4的输出端连接，所述二分频器5的输入端与基带时钟信号发生器4的输出端连接，所述信号解调器6的输入端与A/D转换器3的输出端和二分频器5的输出端均连接。所述信号解调器6的输出端输出移除了直流偏置的同相分量I和正交分量Q。本实施例中，如图3所示，所述相位切换电路2-2包括射频变压器L0、90度相位分离电路2-21、90度移相电路2-22和输出选择控制电路2-23，所述输出选择控制电路2-23包括二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4；所述射频变压器L0的初级线圈的一端为相位切换电路2-2的输入端，所述射频变压器L0的初级线圈的另一端接地，所述90度相位分离电路2-21的输入端通过电容C0与所述射频变压器L0的次级线圈的一端连接，所述90度相位分离电路2-21的两个输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接，所述90度移相电路2-22的输入端通过电容C10与所述射频变压器L0的次级线圈的另一端连接，所述射频变压器L0的次级线圈的中性极点接地，所述90度移相电路2-22的两个输出端分别与二极管D3的阳极和二极管D3的阳极连接，所述二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D3的阳极和二极管D4的阳极分别与基带时钟信号发生器4的四个输出端连接，所述二极管D1的阴极、二极管D2的阴极、二极管D3的阴极和二极管D4的阴极连接且为输出选择控制电路2-23的输出端，且通过电阻R5接地。所述相位切换电路2-2中，所述射频变压器L0的次级线圈的两端连接两个支路，两个支路存在180度相位差。电容C0为隔离直流电容，电容C10为隔离直流电容，电阻R5为控制信号负载。具体实施时，所述输出选择控制电路2-23在基带时钟信号发生器4输出的信号的控制下，控制相位输出；当基带时钟信号发生器4的四个输出端分别输出1、0、0、0的信号到二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D3的阳极和二极管D4的阳极时，所述相位切换电路2-2的输出相位为0度；当基带时钟信号发生器4的四个输出端分别输出0、1、0、0的信号到二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D3的阳极和二极管D4的阳极时，所述相位切换电路2-2的输出相位为90度；当基带时钟信号发生器4的四个输出端分别输出0、0、1、0的信号到二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D3的阳极和二极管D4的阳极时，所述相位切换电路2-2的输出相位为180度；当基带时钟信号发生器4的四个输出端分别输出0、0、0、1的信号到二极管D1的阳极、二极管D2的阳极、二极管D3的阳极和二极管D4的阳极时，所述相位切换电路2-2的输出相位为270度。本实施例中，如图3所示，所述90度相位分离电路2-21包括电阻R1、电阻R2、电容C1和电容C2，所述电阻R1的一端与电容C2的一端连接且为90度相位分离电路2-21的输入端，所述电阻R1的另一端与电容C1的一端连接且为90度相位分离电路2-21的第一输出端，所述电容C1的另一端接地，所述电容C2的另一端与电阻R2的一端连接且为90度相位分离电路2-21的第二输出端，所述电阻R2的另一端接地，所述电阻R1的阻值、电阻R2的阻值、电容C1的容值和电容C2的容值满足关系式1/R1C1＝1/R2C2。本实施例中，如图3所示，所述90度移相电路2-22包括电阻R3、电阻R4、电容C3和电容C4，所述电阻R3的一端与电容C4的一端连接且为90度移相电路2-22的输入端，所述电阻R3的另一端与电容C3的一端连接且为90度移相电路2-22的第一输出端，所述电容C3的另一端接地，所述电容C4的另一端与电阻R3的一端连接且为90度移相电路2-22的第二输出端，所述电阻R4的另一端接地，所述电阻R3的阻值、电阻R4的阻值、电容C3的容值和电容C4的容值满足关系式1/R3C3＝1/R4C4。如图4所示，本发明的基于序列正交下变频的直流补偿信号接收方法，包括以下步骤：步骤一、调节本机振荡器2-1的输出频率，使本机振荡器2-1的输出频率与发射机的频率fosc相等，进入跟踪状态；步骤二、基带时钟信号发生器4输出信号给相位切换电路2-2，本机振荡器2-1的输出相位经过相位切换电路2-2切换，在0度、90度、180度和270度之间循环跳变，并且跳变频率fphase是发射机发射基带信号频率fBB的4倍；步骤三、混频器2-3对经低噪声放大器1放大后的天线7接收到的信号和本机振荡器2-1输出的信号进行混频处理后，再输出给低通滤波器2-4进行低通滤波，低通滤波后得到同相分量与正交分量的信号序列I0Q0I180Q180...；其中，I0为相位为0度时的同相分量，I180为相位为180度时的同相分量，Q0为相位为0度时的正交分量，Q180为相位为180度时的正交分量；步骤四、同相分量与正交分量的信号序列I0Q0I180Q180...经过A/D转换器3进行A/D转换后，输出给信号解调器6，同时，基带时钟信号发生器4输出的信号经过二分频器5进行分频处理后输出给信号解调器6；步骤五、信号解调器6对其接收到的A/D转换器3输出的序列进行中和处理，得到移除了直流偏置的同相分量I＝(I0-I180)/2和正交分量Q＝(Q90-Q270)/2；其中，Q270为相位为270度时的正交分量。为了验证本发明能够产生的技术效果，进行了如下实验：设从天线7得到的输入射频信号RF(RadionFrenquency)电压为srf，本机振荡器2-1(LocalOscillator)的相位输出电压分别表示为sLO,0，sLO,90，sLO,180，sLO,270；分别对应0度，90度，180度，270度相位情况；设接收机存在直流偏置电压voffset；简化分析起见，令srf＝vrfcos(ωrft+θ)，sLO,0＝vLOcosωLOt，sLO,90＝vLOcos(ωLOt+π/2)，sLO,180＝vLOcos(ωLOt+π)，sLO,270＝vLOcos(ωLOt+3π/2)。其中，vrf为射频输入信号，ωrf为射频输入信号的角频率，t为时间，θ为射频输入信号的初始相位；vLO为本机振荡器2-1的振幅，ωLO为本机振荡器2-1的角频率；则经过混频器2-3及低通滤波器2-4后分别得到如下4个信号:1)v0＝LPF(srf×sLO,0)，v0表示本机振荡器2-1的输出相位为0度时序列正交下变频器2的输出电压。其中，srf×sLO,0=vrfcos(ωrft+θ)×vLOcosωLO,0t=12vrfvLOcos(ωLO-ωrf+θ)t+12vrfvLOcos(ωLO+ωrf+θ)t]]>经过低通滤波后，高频成分滤除，又由于零中频接收机中ωLO＝ωrf，从而，v0=LPF(srf×sLO,0)=12vrfvLOcosθ+voffset---(1)]]>2)v180＝LPF(srf×sLO,180)，v180表示本机振荡器2-1的输出相位为180度时序列正交下变频器2的输出电压。其中，srf×sLO,180＝vrfcos(ωrft+θ)×vLOcos(ωLO,0t+π)经过低通滤波后，高频成分滤除，又由于零中频接收机中ωLO＝ωrf，从而，v180=LPF(srf×sLO,180)=-12vrfvLOcosθ+voffset---(2)]]>由公式(v0-v180)/2得到，同相分量电压由此可见，消除了同相分量的直流偏置电压。3)v90＝LPF(srf×sLO,90)，v90表示本机振荡器2-1的输出相位为90时序列正交下变频器2的输出电压。其中，srf×sLO,90＝vrfcos(ωrft+θ)×vLOcos(ωLO,0t+π/2)经过低通滤波后，高频成分滤除，又由于零中频接收机中ωLO＝ωrf，从而，v90=LPF(srf×sLO,90)=12vrfvLOsinθ+voffset---(3)]]>4)v270＝LPF(srf×sLO,270)，v270表示本机振荡器2-1的输出相位为270度时序列正交下变频器2的输出电压。其中，srf×sLO,270＝vrfcos(ωrft+θ)×vLOcos(ωLO,0t+3π/2)经过低通滤波后，高频成分滤除，又由于零中频接收机中ωLO＝ωrf，从而，v270=LPF(srf×sLO,90)=-12vrfvLOsinθ+voffset---(4)]]>由公式(v90-v270)/2得到，正交分量电压由此可见，消除了正交分量的直流偏置电压。以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。当前第1页1 2 3