功率有效的包检测的制作方法

本发明总体涉及通信系统，并且更具体地涉及用于检测包的高效方法。

背景技术：

“物联网”(IoT)是嵌入电子器件、软件、传感器和连通性以使其能够通过与制造商、运营商和/或其它连接装置交换数据来实现更大的价值和服务的物理对象或“事物”的网络。IoT预计将提供超越机器对机器通信并涵盖各种协议、域和应用的装置、系统和服务的高级连通性。这些嵌入式装置的互连有望带动许多领域的自动化。专家估计，到2020年，IoT将包括近500亿件物品。广泛使用这些装置的一个障碍是许多装置是电池操作的，并且数据互连性意味着使用相当大量的功率。

技术实现要素：

根据本发明的一个示例，提供了用于在无线局域网收发器中进行包检测的系统。天线被配置为接收具有载波频率的信号。混频器被配置为将接收到的信号与本地振荡器的同相分量和正交分量中的一个进行混频，以产生同相下变频信号和正交相位下变频信号中的对应信号。包检测器被配置为根据同相下变频信号和正交相位下变频信号中的一个来确定信号是否包含数据包，并且命令与本地振荡器的同相分量和正交分量中的另一个相关联的一组部件激活以处理接收到的信号。

根据本发明的另一示例，提供了用于检测数据包的方法。接收到的信号与来自本地振荡器的同相信号和正交信号之一混频以提供下变频信号，该本地振荡器具有明显小于信号的关联带宽的相对于载波频率的故意非零频率偏移。对下变频信号执行相关以产生相关值。如果相关值超过阈值，则确定接收到的信号包含数据包。

根据本发明的另一方面，提供了用于在相关联的频段频率下采用正交频分复用(OFDM)在无线局域网中进行包检测的系统。天线被配置为接收具有载波频率的信号。混频器被配置为将接收到的信号与来自本地振荡器的同相和正交相位信号之一进行混频以产生下变频信号。本地振荡器具有相对于载波频率的故意的非零频率偏移，其基本上等于频段频率的奇数倍。滤波器被配置为从携带非零数据的下变频信号的子载波之间去除图像子载波。包检测器被配置为根据下变频信号确定信号是否包含数据包，并且命令与同相信号和正交相位信号中的另一个相关联的一组部件激活以处理接收到的信号。

附图说明

在连同附图参考下面阐述的详细描述时，本发明的特征、目的和优点将变得更加显而易见，其中：

图1示出用于在无线局域网系统中检测包的系统的一个示例；

图2示出由本地振荡器的故意的非零频率偏移所产生的子载波频率的移位的图形示例；

图3A和图3B示出减轻由于接收器的DC陷波与子载波频段对准引起的灵敏度下降的图形示例；

图4示出利用延迟自相关的包检测器组件的一个示例；

图5示出利用有效包检测的无线收发器系统的一个示例；以及

图6示出用于以增加的能量效率检测包的方法。

具体实施方式

功耗对于嵌入式无线局域网(WLAN)收发器(特别是被嵌入在电子装置如物联网(IoT)类型的装置中时)来说是重要的考虑因素。在此类装置中的过多功耗可能导致频繁的电池更换，这可能以多种方式降低用户体验，包括装置在用户不可预测的时间不可用的不便。在WLAN系统中，包到达的时序是事先未知的，并且接收器(Rx)花费大量时间来确定在空中的可能的包的存在，其中大部分电流消耗由射频(RF)模拟前端导致。直到检测到包，调制解调器电路系统的其余部分才被激活以解码该包。通常，WLAN收发器在大多数时间保持在接收模式，以等待被寻址到接收器的包。因此，成功降低接收模式中的功耗的任何技术都可对收发器和相关联的装置的电池寿命具有显著的影响。

具有正交频分复用信号的WLAN包(IEEE802.11a/g/n)具有被称为短训练帧(STF)的前导码部分。STF为8微秒长并且由十个重复的0.8微秒长的波形组成。可以在波形的连续重复之间执行延迟的自相关，其中在相关值超出阈值时，检测到包。发射器和接收器之间的载波频率偏移可以在STF期间由接收器估计，并且可以被用于校正相关值的相位偏移以及添加属于连续重复的波形的相关值。将属于连续重复的波形的相关值的总和与阈值进行比较以检测包的存在。

本发明人已经确定了用于检测WLAN包的方法和系统，而RF模拟前端部分中的大部分电路系统是停用的，以降低包检测模式期间的电流消耗。具体地，本发明人已确定利用RF模拟前端中的同相和正交处理路径中的单个来执行包检测是可能的。一旦检测到包，另一处理路径可以被激活以用于处理接收到的信号。本文教导的系统和方法避免可能以其它方式使信号检测复杂化的任何混叠。

图1示出用于在无线局域网中检测包的系统10的一个示例。应认识到，在一种实施方式中，系统10可以被实施为一个或多个集成电路芯片。系统10包括接收器12，该接收器被配置为在预期频率(例如信号的中心频率)处接收信号。应认识到，接收器12可以是与网络装置相关联的收发器组件的一部分。在一个示例中，信号是正交频分复用(OFDM)信号。在另一示例中，该信号属于单载波系统。天线12可以具有相关联的低噪声放大器(未示出)以调节用于进一步处理的信号。

混频器14被配置为将接收到的信号与来自本地振荡器(LO)16的信号的同相分量和正交分量中的一个混频，以产生下变频信号。产生的信号可以被提供给包检测器18，例如，在滤波和在模数转换器转换为数字信号之后被提供给包检测器18。应认识到，为了节省电力，同相分量和正交分量中的一个并且只有一个可以被下变频，其中与另一分量相关联的处理部件是空闲的。此外，本地振荡器16可以被配置为具有小于信号的关联带宽的相对于预期频率的故意的非零频率偏移。对于“故意的非零频率偏移”，这意味着该偏移基本上不同于零，使得它不大可能在系统10的一般操作中发生本质变化。在信号为OFDM信号的一种实施方式中，偏移被选择为在接近奇数倍的频段频率(bin frequency)的范围内，或在OFDM信号的子载波之间的间隔范围内。与基带相反，所得的信号的中心位于偏移频率。在802.11a/b/g/n WLAN系统的示例中，该包(packet)包括前导码(STF)，该前导码可以被用于检测包的存在和时序同步。短训练帧(STF)含有在每第四子载波信道中的非零值，并且本发明人通过提供在由频段频率定义的范围内的偏移已经确定信号内的“图像频率”的位置，也就是说，落入感兴趣的标称子载波的正常中心频率的相对侧上的这些子载波可以被偏移远离于原始中心频率的另一侧上的对应子载波。具体地，由于只有同相和正交相位中的一个被使用，在该频率上的信号将被折叠到其它侧。因此，在负频率上的子载波将在正常中心频率的正侧上形成图像频率，并且由于中心频率的偏移，其将不会落在原来存在于正常中心频率的正常中心侧的正侧和负侧上的子载波上。

图2示出由本地振荡器16的故意的非零频率偏移产生的子载波频率的移位的图形示例。在第一图像30中，具有非零值的四个子载波信道31-34被示出用于没有频率偏移而进行下变频的信号。应认识到，在所示的802.11a/g/n的短训练帧中，非零值只在每第四子载波信道被发现。因此，所示的子信道不被OFDM信号中约为312.5kHz的频段频率分离，而是被该频段频率的四倍或约1.25MHz分离。第一子载波31和第二子载波32的频率分别为小于下变频信号的中心频率的2.5MHz和1.25MHz，而第三子载波33和第四子载波34的频率为大于该中心频率的1.25MHz和2.5MHz。然而，应认识到，所示的图形是理想化的，并且由于发射器处的参考频率和接收器处的本地振荡器之间的不匹配，将存在一定程度的无意的载波频率偏离。子信道为彼此围绕DC的有效镜像图像，并且如果只有同相信号和正交信号中的一个被评估，则可能产生明显的信号混叠。

在第二图像40中，对应的子载波信道41-44被示出用于通过等于-312.5kHz的频偏进行下变频的信号。虽然可以使用任意数量的故意的非零偏移频率值，但是本发明人已发现基本上等于奇数倍的频段频率的值是特别有用的。通过该偏移，每个子载波信道和中心频率之间的差被改变，其中高于初始中心频率的频率之间的绝对差值距离新的中心频率更远，并且低于初始中心频率的频率之间的绝对差值距离新的中心频率更近。与每个子信道相关联的图像频率45-48随着它们的相关联的子载波信道41-44移动，使得图像频率落在初始的子信道之间。

在所示的示例中，第一子信道41和第二子信道42的频率分别为小于中心频率的2.1875MHz和0.9375MHz，而第三子信道43和第四子信道44的频率为大于中心频率的1.5625MHz和2.8125MHz。应认识到，如果在用LO信号下变频之后仅使用同相信号和正交相位信号中的一个，则DC附近的子信道的对称性已经被去除，使得对应于子信道41-44的图像频率45-48现在落在子信道之间。如前所述，由于存在无意的频率偏移，频谱不是图像子载波在初始子载波之间交错的理想化的常规配置。初始子载波和图像子载波在相反方向上移动的运动使得频谱不规则，并且使包检测方法复杂化。然而，可以避免信号的混叠，并且在子信道41-44或图像频率45-48中的一个处的数据可以更容易地(例如经由梳状滤波器)被过滤出。在第三图像50中，已经应用梳状滤波器，该梳状滤波器具有被隔开以与图像频率45-48一致的阻带51-54。应认识到，所得的滤波图像将仅包括子载波，并且具有相对于初始信号显著降低的噪声。应认识到，使用梳状滤波器也抑制了初始STF频段(bin)之间的噪声并且提高了包检测性能。在图像频率45-48被保留的一种实施方式中，梳状滤波器可被配置为在OFDM频段之间具有阻带以衰减子信道之间的噪声。

在一种实施方式中，针对后续包的所应用的故意频率偏移可以对在第一包之后确定无意的频率偏移作出响应。例如，在接收到的信号的发射器的中心频率和接收器处的本地振荡器之间可能存在通常在检测到第一包之后被检测和考虑的无意的偏移。图3A在第一曲线图70中示出无意的频率偏移和故意的频率偏移的总和接近频段频率、与接收器相关联的DC陷波76可与子信道78对准、从而负面地影响接收器的灵敏度性能的情况，其中第一曲线图70具有在垂直轴线72上以分贝为单位的平方幅值响应以及在水平轴线74上以兆赫为单位的距中心频率的频率差。在该示例(图3)中，故意的频率偏移为+250KHz，而无意的频率偏移约为61KHz。为了避免这种灵敏度上的下降，本地振荡器频率可以从高侧注入切换到低侧注入，从而有效地逆转故意的非零频率偏移的信号。图3B在第二曲线图80中示出将故意的频率偏移从+250KHz改变为-250KHz的结果，其中第二曲线图80也具有在垂直轴线82上以分贝为单位的平方幅值响应以及在水平轴线84上以兆赫为单位的距中心频率的频率差。通过从高侧LO注入切换到低侧，将接收器的DC偏移定位为远离OFDM子信道。因此，DC陷波86被移动离开子信道88，从而减轻灵敏度的损失。这是因为故意的非零频率偏移使得接收到的STF频谱相对于DC是非对称的。

返回到图1，包检测器18被配置为根据下变频信号确定该信号是否包含数据包。包检测利用在前导码之间的短训练序列的重复传输来计算在N个样本的窗口内的相关项，其中N为大于1的整数。在所示的实施方式中，对于0.8μs的延迟，计算复基带接收序列的延迟的自相关，其为40MHz采样频率下的32个样本。如果相关的幅值超过预定阈值，则声明潜在的空中的包(packet-on-air)。

图4示出利用延迟自相关的包检测器组件100的一个示例。应认识到，包检测器组件100可以被实施为集成电路芯片。包检测器组件100接收信号r(n)，并将接收到的信号提供给相关部件110，相关部件110将信号r(n)与信号的延迟表示r(n-32)进行比较，以确定三十二个样本的当前集合是否基本上类似于先前集合，如在针对所接收的包的WLAN OFDM前导码中所预期的那样。相关部件包括延迟部件112。延迟部件112将信号延迟32个样本，即延迟WLAN OFDM短格式前导码中的重复波形之一的长度。然后延迟的信号被提供给共轭计算部件114，共轭计算部件114计算包括延迟信号的样本的复共轭。然后，在乘法器116处将当前接收到的信号的每个样本乘以对应的计算的延迟信号的复共轭，以提供相关值x(n)。

可以借助于载波频率偏移(CFO)估计来对与多组(0.8微秒的)延迟样本对应的相关值进行相干求和。可以通过延迟的自相关来测量无意的载波频率偏移，以确定与载波信号的小偏差(例如，百万分之几的量级)。无意的载波频率偏移的估算和多组延迟相关的相干求和未在图中示出。然后，相关值在求和部件122处横跨预定数量N个样本求和以产生相关总和。准确的频率偏移估计允许相关总和在实际包接收的情况下增长。然后能量计算部件124计算相关和的平方幅值。然后在阈值化部件126处将相关和的平方幅值与阈值进行比较。如果相关值超出阈值，则认为检测到包，并且包括在包检测期间停用的同相路径和正交路径中的一个的系统被激活以解码该包，否则，系统继续监听该包。

图5示出利用有效包检测的无线收发器系统150的一个示例。应认识到，无线收发器系统150或该系统的一个或多个部件可以被实施为集成电路芯片。所示的系统150是在802.11(g/a/n)标准上操作并且至少与802.11(b)标准兼容的无线LAN收发器。系统150包括被连接到低噪声放大器(LNA)154的天线152，以提供具有相关联的载波频率的射频(RF)信号。然后将RF信号提供给同相路径160和正交路径170中的每一个以进行进一步处理。然而，应认识到，在包检测期间，同相路径或正交路径170中的一个可以被停用以节省电力。每个路径160和170在相应的混频器162和172处接收来自本地振荡器156的信号。来自本地振荡器156的信号具有基本上等于载波频率和正偏移或负偏移的总和的频率。从本地振荡器156提供给同相路径的信号LO_i距提供给正交路径的信号LO_q偏移九十度，使得：

其中，f_c为载波频率，并且f_Δ为正偏移或负偏移。

所得的下变频信号被提供给相应的可变增益放大器(VGA)164和174以放大该下变频信号，并且相应的低通滤波器165和175从下变频信号中去除伪解调产物。然后，在相应的模数转换器(ADC)166和176处将信号数字化。

经滤波的信号均被提供给自动增益控制和DC偏移校正部件182。在所示的实施方式中，同相信号被提供给混频器184，混频器184将该信号下变频为零-IF(中频)，并重新产生该信号的正交分量。具体地，信号e^-j2πΔft可以被提供给混频器以去除故意的非零频率偏移。使用滤波器186衰减图像信号，例如，利用位于初始信号之间的阻带，使得它们的中心频率间隔大约四倍的频段频率。在一种实施方式中，梳状滤波器186可以被用于抑制被置于初始频段之间的图像频段。梳状滤波器的传递函数可以被描述为：

H(z)＝([1-z^-D]/[1-r.z^-D])^N， 方程式2

其中，D是指延迟，在此情况下，延迟等于采样速率为四十兆赫的三十二个样本，r是指极半径，其控制在梳状滤波器中的陷波的带宽，并且N是指滤波器的阶数。

然而应当认识到，在替代实施方式中，初始信号可以被滤除，其中图像信号用于OFDM包检测。在另一实施方式中，梳状滤波器186的输出可以被减去延迟的匹配输入以获得图像信号，其也可以被下变频并且用于自相关。正音调和负音调两者的自相关输出可以被相干地相加以提高包检测器的性能。

滤波的信号被提供给OFDM包检测部件188。OFDM包检测部件188计算具有0.8μs延迟的复基带接收序列的延迟自相关，其为在40MHz采样频率下的32个样本。在一种实施方式中，在接收短训练帧期间，自动增益控制182还可调节RF/模拟增益，因此可以使用信号的符号位来执行自相关。如果相关的幅值超过预定阈值，则声明潜在的空中的包(packet-on-air)。一旦检测到包，正交路径170就被激活以解码该包。在这一点上，同相路径160和正交路径170的输出被提供给包解码系统(未示出)以用于检索所发送的数据。

在所示的实施方式中，系统150还允许使用相关联的包检测器194对属于单载波调制信号的包进行包检测，其中故意的频率偏移有助于具有同相路径或正交路径中的一个的单载波调制包的检测。本发明人已经确定同相路径中的小频率偏移(即几千赫兹的偏移)可能导致同相路径中的慢变化包络调制，这可能阻碍包检测，这是因为存在长周期的低信号能量。使用更大的频率偏移(例如几百KHz的量级)避免了这个问题，并且也确保单载波调制系统的可靠包检测。

在所示示例中，包检测器被配置为检测根据802.11(b)标准调制的包。对于长前导码格式，802.11(b)标准包括具有一百四十四位的长度和四十八位的报头的物理层会聚协议前导码，每个都使用差分二进制相移键控调制以每秒百万位来传送。前导码通过十一片巴克码(Barker code)来扩展。802.11b包检测器包括相关器组件，该相关器组件被配置为利用巴克码的属性来将同相下变频信号和正交相位下变频信号中的一个与参考波形相关，并且在相关的幅值超过阈值时确定来自802.11(b)发射器的包已经被接收。一旦在单载波包检测器194处检测到包，则正交路径170被激活以解码该包。

所示系统150的一个优点在于，尽管正交路径170被去激活，但短训练帧(STF)信号的同相部分和正交部分在数字基带中被再生。通过仔细选择LO中的频率偏移并随后在数字基带中进行校正来避免信号的混叠。梳状滤波器186可以显著降低信号中的噪声(例如，对于一阶梳状滤波器(即，梳状滤波器传递函数中的N＝1)，大约为三分贝量级)，从而允许系统150甚至在不使用正交路径170的情况下执行与现有方法相当的信噪比水平。梳状滤波器的阻带也与图像信号一起抑制噪声。另外，由于同相信号和正交信号被再生，因此可以使用传统的包检测方案。系统150对于多路径信道是稳健的，对自动增益控制收敛是稳健的，并且系统150提供信号中的短训练序列和长训练序列之间的边界的精确检测。

鉴于上述结构和功能特征，参考图6将更好地理解根据本发明的各个方面的方法。虽然为了简化说明的目的，图6的方法被示出和描述为连续执行，但是应理解并认识到，本发明不受所示顺序的限制，因为一些方面可以根据本发明以不同的顺序发生和/或与本文所示和所述的其它方面同时发生。此外，可能并非所有所示的特征对于实施根据本发明的方面的方法是必需的。

图6示出用于以增加的能量效率检测包的方法200。在202处，将接收到的信号与本地参考信号的同相分量和正交分量中的一个混频，以提供下变频信号，该本地参考信号具有小于信号的关联带宽的相对于载波频率的故意的非零频率偏移。在一个示例中，接收到的信号的同相分量与偏移信号混合，并且只有在已经确定接收到的信号包含数据包之后才激活与该信号的正交分量相关联的正交路径。在该示例中，接收到的信号可以是具有相关联的频段频率并且携带根据802.11(g/a/n)协议的数据的正交频分复用(OFDM)信号。故意的非零频率偏移也有助于通过接收器中的同相路径或正交路径之一检测具有802.11(b)协议的包，从而节省接收操作中的功耗。

在204处，下变频信号被转换为数字信号并且被低通滤波以从在202处的混频中去除不想要的频率含量。在206处，例如通过将下变频信号与处于偏移频率的信号混频，从该下变频信号中去除故意的非零频率偏移。在208处，下变频信号被滤波以去除图像信号。例如，在训练帧中，并非所有子载波都可以包含非零数据。滤波可以经由梳状滤波器来进行，该梳状滤波器被配置为去除携带非零数据的短训练帧的子载波之间的图像信号。图像信号是仅使用模拟前端的同相分支和正交分支中的一个的结果。在210处，对下变频信号执行相关以产生相关值C。在一种实施方式中，相关是仅使用信号的符号位的延迟自相关。在212处，确定相关值C是否超出阈值T。

如果相关值未超出阈值(N)，则确定不存在包，并且该方法的实例在214处终止。如果相关值超出阈值(Y)，则在216处报告潜在的数据包，然后在218处，在包检测期间未被使用的正交路径和同相路径中的一个被激活，以允许解码该包数据。为此，运行适当软件的硬件部件或处理器被配置为使在包检测期间未被使用的正交路径和同相路径中的一个的射频、模拟及数字部件被启用。因此，一旦检测到包，正交路径和同相路径两者均被用于处理包数据。在包解码处理结束时，与未利用的路径相关的所有部件被去激活以在包检测期间节省功耗。

本发明已经示例性地公开。因此，贯穿本公开使用的术语应当以示例性而非限制性的方式来理解。虽然本领域技术人员可以对本发明进行微小的修改，但是应理解的是，在本发明所保护的专利范围内的所有这些实施例都合理地落入本发明的范围内，并且除根据所附权利要求及其等同物之外，该范围不应受限制。