频域OFDM符号的生成方法与流程

技术领域

本发明涉及无线广播通信技术领域，特别涉及一种前导符号的生成方法及接收方法。

背景技术：

通常为了使OFDM系统的接收端能正确解调出发送端所发送的数据，OFDM系统必须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于OFDM系统对载波的频偏非常敏感，OFDM系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精确的估计和纠正。

目前，OFDM系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实现的。前导符号是OFDM系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号标志了物理帧的开始(命名为P1符号)，在每个物理帧内只出现一个P1符号或连续出现多个P1符号，P1符号的用途包括有：

1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；

2)提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等)，使接收端可进行后续接收处理；

3)检测出初始载波频偏和定时误差，用以补偿后达到频率和定时同步；

4)紧急警报或广播系统唤醒。

DVB_T2标准中提出了基于CAB时域结构的P1符号设计，较好地实现了上述功能。但是，在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482个符号的长多径信道时，利用CAB这样三段结构进行定时粗同步会发生较大偏差，导致频域上估计载波整数倍频偏出现错误。另外，在复杂频率选择性衰落信道时，例如长多径时，DBPSK差分解码也可能会失效。而且，由于DVB_T2时域结构中没有循环前缀，若和需要进行信道估计的频域结构组合，将造成其频域信道估计性能严重下降的问题。

技术实现要素：

本发明解决的问题是目前DVB_T2标准及其他标准中，DVB_T2时域结构中没本发明解决的问题是目前DVB_T2标准及其他标准中，DVB_T2时域结构中没有循环前缀，不能适用于相干检测，而且前导符号在复杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。

为解决上述问题，本发明实施例提供了一种前导符号的生成方法，其特征在于，包括如下步骤：基于所得到时域主体信号来生成具有下述两种中的任意一种三段结构的时域符号；以及基于一个或者两个时域符号生成前导符号，其中，第一种三段结构为：时域主体信号、基于该时域主体信号的后部所生成的前缀、以及基于该时域主体信号的后部所调制生成的后缀，第二种三段结构为：时域主体信号、基于该时域主体信号的后部所生成的前缀、以及基于该时域主体信号的后部所调制生成的超前缀，当基于一个时域符号时生成普通前导符号，当基于两个具有不同三段结构的时域符号时拼接生成加强前导符号。

可选地，时域主体信号是对预定长度的频域OFDM符号进行离散傅里叶反变换而得到的时域OFDM符号。

可选地，频域OFDM符号包括虚拟子载波、信令序列子载波以及固定序列子载波，对信令序列子载波和固定序列子载波按照预定交错排列规则进行排列后，将虚拟子载波分布在其两侧，预定交错排列规则包含以下两种规则中的任意一种：第一预定交错排列规则：呈奇偶交错或者偶奇交错进行排列；以及第二预定交错排列规则：把一部分信令序列放在奇数子载波，另一部分信令序列放在偶数子载波，且把一部分固定序列放在奇数子载波，另一部分固定序列放在偶数子载波。

可选地，在前缀、后缀或者超前缀的生成步骤中，包含以下步骤：将时域主体信号作为第一部分，齐第一部分的最末端按照预定获取规则取出一部分，按照第一预定处理规则进行处理并复制到该第一部分的前部来生成第三部分从而作为前缀，同时，从第一部分的后部按照预定获取规则取出一部分，按照第二预定处理规则进行处理并复制到该第一部分的后部或者处理并复制到前缀的前部来生成第二部分从而分别相应作为后缀或超前缀。

可选地，其中，预定获取规则包括：设Len_B为第二部分的长度，Len_C为第三部分的长度，Len_B≤Len_C，另设N1为选择复制给第二部分的起点对应的第一部分的采样点序号，N2为选择复制给第二部分的终点对应的第一部分的采样点序号，则满足以下公式：N2＝N1+Len_B-1。

可选地，其中，第一预定处理规则包括：直接拷贝；或者对所取出部分中的每个采样信号乘以一个相同固定系数或预定不同系数，第二预定处理规则包括：当第一预定处理规则为直接拷贝时进行调制处理；或者当第一预定处理规则为所取出部分中的每个采样信号乘以一个相同固定系数或预定不同系数时也乘以相应的系数后进行调制处理。

可选地，其中，普通前导符号基于同一个时域主体信号，通过第一种三段结构和第二种三段结构中的任意一种用于标识紧急广播。

可选地，其中，加强前导符号的两个不同时域符号中，其两个时域主体信号不同，且采用的三段结构也不同，通过两个时域符号的不同先后排序来分别形成第一种加强前导符号和第二种加强前导符号，用于标识紧急广播。

本发明实施例还提供了一种前导符号的接收方法，其特征在于，包括如下步骤：步骤S2-1：对接收到的物理帧进行处理以得到基带信号；步骤S2-2：判断基带信号中是否存在期望接收的权利要求1中的普通前导符号或加强前导符号；步骤S2-3：判断为是时，确定该前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息。

可选地，对物理帧进行处理以得到基带信号包括如下步骤：当接收到的信号为零中频信号时，模数转换后，再滤波、下采样处理得到基带信号，当接收到的信号为中频信号时，模数转换后频谱搬移，再滤波、下采样处理得到基带信号。

可选地，在已知发射端仅可能发送普通前导符号情况下，判断基带信号中是否存在期望接收的普通前导符号包括如下步骤：步骤S2-21A：依照如权利要求7中的期望接收的普通前导符号中的第三部分、第一部分以及第二部分两两之间的预定获取规则和/或预定处理规则，对基带信号进行相应地反处理以及信号解调后进行延迟滑动自相关，以得到三个延迟相关累加值；步骤S2-21B：基于这三个延迟相关累加值中的至少一个进行数学运算，并对该数学运算结果进行峰值检测；以及步骤S2-21C：若峰值检测的结果满足预设条件，则确定基带信号中存在期望接收的普通前导信号。

可选地，在已知发射端仅可能发送加强前导符号的情况下，判断基带信号中是否存在期望接收的加强前导符号包括如下步骤：步骤S2-22A：依照期望接收的加强前导符号中第一种三段结构及第二种三段结构的第三部分、第一部分以及第二部分两两之间的预定获取规则和/或预定处理规则，对基带信号进行相应地反处理以及信号解调后进行延迟滑动自相关，以得到六个延迟相关累加值，该六个值实际由3个延迟相关器获取，其中，当加强前导符号的两个符号的固定序列采用相同时，还可得到前后两个符号的第三部分以及第一部分的组合拼接部分的延迟相关累加值；步骤S2-22B：将步骤S2-22A的六个延迟相关累加值具有相同延迟关系的进行相加或相位调整后相加，得到三个不同延迟的相关累加值，基于这三个延迟相关累加值和前后两个符号的第三部分以及第一部分的组合拼接部分的延迟相关累加值中的至少一个进行数学运算，并对该数学运算结果进行峰值检测；步骤S2-22C：若峰值检测的结果满足预设条件，则确定基带信号中存在期望接收的加强前导信号。

可选地，确定该前导符号在物理帧中的位置包括：基于满足预设条件的峰值检测的结果来确定该前导符号在物理帧中的位置，若存在期望接收的前导符号，根据峰值大的所处部分值或者最大值确定前导符号在物理帧中出现的位置或者进行小数倍频偏估计。

可选地，利用前导符号的全部或部分时域波形和/或该前导符号的全部或部分时域波形经过傅里叶变换后得到的频域信号，以解出该前导符号所携带的信令信息包括如下步骤:通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号进行运算，以解出该前导符号中由信令序列子载波所携带的信令信息,其中信令序列子载波集合基于已知的信令序列集合产生。

可选地，本发明实施例中的前导符号的接收方法，其特征在于还包括如下步骤：1)根据所确定该前导符号在物理帧中的位置，截取包含固定子载波的信号；2)将该包含固定子载波的信号与频域固定子载波序列或该频域固定子载波序列对应的时域信号进行运算，以得到整数倍频偏估计或信道估计。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：

根据本发明实施例提供的前导符号的生成方法以接收方法，从时域主体信号的后部截取一定长度的信号作为循环前缀或者超前缀时，可实现相干检测，解决了非相干检测性能下降的问题，并且基于上述截取的循环前缀长度的信号生成调制信号，使得所生成的前导符号具有良好的小数倍频偏估计性能和定时同步性能，进一步地，可根据传输效率和鲁棒性的要求选择发送一个或者二个符号分别作为普通前导符号或者加强前导符号，当传送一个三段结构的符号做为前导符号时，基于同一个OFDM符号主体，通过设计两种不同的三段结构，来标识紧急广播；当传送二个三段结构的符号做为前导符号时，其两个OFDM符号主体不同，且采用的三段结构也恰好不同，在此基础上，通过两个三段结构的先后顺序排列来标识紧急广播，通过两个符号不同的三段结构，可避免在某些特殊长度多径信道下出现的小偏估计失效的问题，更进一步地，本发明的前导符号利用三段具有部分相同内容的结构，保证了在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值，并且，在生成该前导符号过程中，设计时域主体号的调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长度和调制信号长度相同时出现误检测峰值这样的状况。

附图说明

图1是本发明的前导符号的生成方法的实施例的流程示意图；

图2是本发明的实施例中第一种普通前导符号中三段结构的示意图；

图3是本发明的实施例中第二种普通前导符号中三段结构的示意图；

图4是本发明的实施例中基于第一种普通前导符号获取处理的示意图；

图5是本发明的实施例中基于第二种普通前导符号获取处理的示意图；

图6是本发明的实施例中第一种加强前导符号中两个三段结构的示意图；

图7是本发明的实施例中第二种加强前导符号中两个三段结构的示意图；

图8是本发明的实施例中基于第一种加强前导符号获取处理的示意图；

图9是本发明的实施例中基于第二种加强前导符号获取处理的示意图；

图10是本发明的实施例中信令序列子载波、固定序列子载波及虚拟子载波按照第一预定交错排列规则的排列示意图；

图11是本发明的实施例中信令序列子载波、固定序列子载波及虚拟子载波按照第二预定交错排列规则的排列示意图；

图12是本发明的实施例中加强前导符号中的两个时域主体信号以预定关联规则中的位移值1进行相对整体移位的排列示意图；

图13是本发明的实施例中加强前导符号中的两个时域主体信号以预定关联规则中的位移值2进行相对整体移位的排列示意图；

图14是本发明的前导符号的接收方法的具体实施方式的流程示意图；

图15是本发明的实施例中对应于三段结构CAB的第一种普通前导符号的的峰值获取的逻辑示意图；

图16是本发明的实施例中对应于三段结构BCA的第二种普通前导符号的的峰值获取的逻辑示意图；

图17是本发明的实施例中第一种加强前导符号的的峰值获取的逻辑示意图；以及

图18是本发明的实施例中第二种加强前导符号的的峰值获取的逻辑示意图。

具体实施方式

发明人发现目前DVB_T2标准及其他标准中，DVB_T2时域结构中没有循环前缀，不能适用于相干检测，而且前导符号在复杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。

针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种前导符号的生成方法及接收方法，解决了非相干检测性能下降的问题，具有良好的小数倍频偏估计性能和定时同步性能，还可避免在某些特殊长度多径信道下出现的小偏估计失效的问题，保证在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值，避免了出现上述误检测峰值的状况。

为了使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

图1是本发明的前导符号的生成方法的实施例的流程示意图。如图1所示，本实施例中前导符号的生成方法包括如下步骤：

步骤S1-1：得到时域主体信号；

步骤S1-2：基于所得到时域主体信号来生成具有第一种三段结构和第二种三段结构中的任意一种三段结构的时域符号；以及

步骤S1-3：基于一个或者两个时域符号生成前导符号，

其中，第一种三段结构为：时域主体信号、基于该时域主体信号的后部所生成的前缀、以及基于该时域主体信号的后部所调制生成的后缀，第二种三段结构为：时域主体信号、基于该时域主体信号的后部所生成的前缀、以及基于该时域主体信号的后部所调制生成的超前缀。

当基于一个时域符号时生成前导符号时，该前导符号为普通前导符号；当基于两个不同三段结构的时域符号时拼接生成前导符号时，该前导符号为加强前导符号。

图2是本发明的实施例中第一种普通前导符号中三段结构的示意图。图3是本发明的实施例中第二种普通前导符号中三段结构的示意图。

将一段时域主体信号(图中以A标示)作为第一部分，齐第一部分的最末端按照预定获取规则取出一部分，按照第一预定处理规则进行处理并复制到该第一部分的前部来生成第三部分(图中以C标示)从而作为前缀，同时，从第一部分的后部按照预定获取规则取出一部分，按照第二预定处理规则进行处理并复制到该第一部分的后部或者处理并复制到前缀的前部来生成第二部分(图中以B标示)从而分别相应作为后缀或超前缀，从而，分别生成如图2所示的B作为后缀的第一种普通前导符号(CAB结构)和B作为超前缀的如图3所示的第二种普通前导符号(BCA结构)。

本实施例中，当发送第一种普通前导符号时，表示系统在发送一般广播服务；当发送第二种普通前导符号时，表示系统在发送应急广播服务。本发明也可以是，发送第一种普通前导符号时，表示系统在发送应急广播服务，而发送第二种普通前导符号时，表示系统在发送一般广播服务。普通前导符号基于同一个时域主体信号，通过第一种三段结构(CAB结构)和第二种三段结构(BCA结构)中的任意一种用于标识紧急广播。

关于从第一部分中获取出第三部分、第二部分后进行处理具体规则来说，第一预定处理规则包括：直接拷贝；或者对所取出部分中的每个采样信号乘以一个相同固定系数或预定不同系数。第二预定处理规则包括：当第一预定处理规则为直接拷贝时进行调制处理；或者当第一预定处理规则为所取出部分中的每个采样信号乘以一个相同固定系数或预定不同系数时也乘以相应的系数。也就是，当第三部分是直接拷贝作为前缀时，第二部分进行调制处理后再作为后缀或者超前缀，而当第第三部分是乘以相应系数时，第二部分也需要进行乘以系数并进行调制处理，再作为后缀或者超前缀。

图4是本发明的实施例中基于第一种普通前导符号获取处理的示意图。

本实施例中C段为A段的直接拷贝，而B段为A段的调制信号段，如图4所示，比如A的长度为1024，截取C的长度为520，而B的长度为504，其中在对C和B进行一定的处理时，可以对信号的每个采样乘以一个固定的系数，或每个采样乘以一个不同的系数。

B的数据范围不超过C的数据范围，即选择给调制信号段B的那部分A的范围不会超出截取作为前缀C的那部分A的范围。优选地，B的长度和C的长度之和为A的长度。

设N_A为A的长度，设Len_C为C的长度，Len_B为调制信号段B的长度。设A的采样点序号为0,1,…N_A-1.设N1为选择复制给调制信号段第二部分B的起点对应的第一部分A的采样点序号，N2为选择复制给调制信号段第二部分B的终点对应的第一部分A的采样点序号。其中，

N2＝N1+Len_B-1

通常，对第二部分B段实施的调制为调制频偏，调制M序列或其他序列等，本实施中以调制频偏为例，设P1_A(t)是A的时域表达式，则第一种普通前导符号的时域表达式为

其中，调制频偏值f_SH可选取为时域OFDM符号对应的频域子载波间隔即1/N_AT，其中T为采样周期，N_A为时域OFDM符号的长度，在本例中，N_A为1024，取f_SH＝1/1024T。且调制频偏可任意选择初相，为了使相关峰值尖锐，f_SH也可以选择为1/(Len_BT)。

如图4所示，N_A＝1024；Len_C＝520，Len_B＝504，N1＝520。此时CA段包含相同内容的自相关延迟为N_A，CB段包含相同内容的自相关延迟为N_A+Len_B，而AB段包含相同内容的自相关延迟为Len_B。

图5是本发明的实施例中基于第二种普通前导符号获取处理的示意图。

同理，第二种普通前导符号的时域表达式为，注意，为了使得接收端处理方法尽可能一致，因此在B-C-A的结构中，调制频偏值正好与C-A-B结构相反，且调制可任意选择初相。

如图5所示，N_A＝1024；Len_C＝520，Len_B＝504，N1＝504，此时CA段包含相同内容的自相关延迟为N_A，BC段包含相同内容的自相关延迟为Len_B，而BA段包含相同内容的自相关延迟为N_A+Len_B。

图6是实施例中第一种加强前导符号中两个三段结构的示意图。图7是实施例中第二种加强前导符号中两个三段结构的示意图。

分别如图6和图7所示，加强前导符号的两个不同时域符号中，其两个时域主体信号不同，且采用的三段结构也不同，通过两个时域符号的不同先后排序来分别形成如图6中的第一种加强前导符号和如图7中的第二种加强前导符号，用于标识紧急广播。

在已有两种普通前导符号的基础上，可以将2个符号进行衔接，构成两种加强前导符号。当发送第1种加强前导符号时，表示系统在发送一般广播服务；当发送第二种加强前导符号时，表示系统在发送应急广播服务。也可以发送第一种加强前导符号时，表示系统在发送应急广播服务，而发送第二种加强前导符号时，表示系统在发送一般广播服务。

加强前导符号是由两个一般符号组成，这两个一般符号的主体部分(即A)可以不同，这样加强前导符号可以传输信令的容量是一般前导符号的两倍或接近两倍。

普通前导符号的检测利用CB段，CA段和BA段的延迟自相关来获取峰值，在使用加强前导符号时，为了使得2个符号的自相关值能够相加，获得更鲁棒的性能，则2个符号各自的参数N1(即N1为选择复制给调制信号段B的起点对应的A的采样点序号)需要满足某种关系，设第一个符号的N1为N1_1，第二个符号的N1为N1_2，需要满足N1_1+N1_2＝N_A。且如果对B段采用的调制是调制频偏的话，频偏值要正好相反。

用序号1表示C-A-B结构的符号，用序号2表示B-C-A结构的符号。则设P1_A(t)是A1的时域表达式，P2_A(t)是A2的时域表达式，则第一种三段结构的时域表达式为

第二种三段结构的时域表达式为

那么，第一种加强前导符号的时域表达式为，在此，由于B的长度和C的长度之和为A的长度，所以，2N_A即为B、C、A的长度之和。

那么，第二种加强前导符号的时域表达式为

图8是本发明的实施例中基于第一种加强前导符号获取处理的示意图。

如图8所示，一个优选实施例是，2个一般符号的C段、A段和B段长度相同，N_A＝1024；N_cp＝520，Len_B＝504，仅N1有区别，N1_1＝520，N1_2＝504。如下图所示，分别为第一种加强前导符号和第二种加强前导符号。

取f_SH＝1/1024T，则第一种三段结构的时域表达式为

图9是本发明的实施例中基于第二种加强前导符号获取处理的示意图。

如图9所示，第二种三段结构的时域表达式为

针对，上述步骤S1-1中的时域主体信号的来源，通常情况下，对于一般前导符号而言，时域主体信号A是由频域OFDM符号经傅立叶反变换后形成时域OFDM符号而得到。

设P1_X为对应的频域OFDM符号，P1_X_i作离散傅里叶反变换后得到时域OFDM符号：

其中，M为有效非零子载波的功率和。

P1_X频域结构即频域OFDM符号分别包括虚拟子载波、信令序列(称为SC)子载波和固定序列(称为FC)子载波三部分。

对所述信令序列子载波和所述固定序列子载波按照预定交错排列规则进行排列后，将所述虚拟子载波分布在其两侧，所述预定交错排列规则包含以下两种规则中的任意一种：

第一预定交错排列规则：呈奇偶交错或者偶奇交错进行排列；以及

第二预定交错排列规则：把一部分信令序列放在奇数子载波，另一部分信令序列放在偶数子载波，且把一部分固定序列放在奇数子载波，另一部分固定序列放在偶数子载波。

第一预定交错排列规则是SC和FC奇偶交错或者偶奇交错排放，这样FC 做为导频规则排放，实现信道估计比较方便第二预定交错排列规则则需要把部分SC序列放在奇数子载波，剩余SC序列放在偶数子载波；同时需要把部分FC序列放在奇数子载波，剩余FC序列放在偶数子载波，这样避免FC或者SC全部放在奇或者偶子载波上，在某些特殊多径下会全部衰落掉，且这样的排放会给信道估计提高忽略不计的复杂度，因此是更优的选择。

设固定序列的长度为L(即承载固定序列的有效子载波的个数为L)、信令序列的长度为P(即承载信令序列的有效子载波的个数为P)，在本实施例中，L＝P。需要说明的是，当固定序列和信令序列的长度不一致时(例如P>L)，可以通过补零序列子载波的方式来实现固定序列和信令序列按上述规则交错排列。

图10是本发明的实施例中信令序列子载波、固定序列子载波及虚拟子载波按照第一预定交错排列规则的排列示意图。

如图10所示，本优选的实施方式中，本步骤包括：在有效子载波两侧分别填充一定的零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

沿用以预定长度为1024的例子，零序列子载波的长度的G＝1024-L-P，两侧填充(1024-L-P)/2个零序列子载波。例如，L＝P＝353，则G＝318，两侧各填充159个零序列子载波。

按所述第一预定交错排列规则生成的所述频域OFDM符号包含以下步骤：

第(11)固定序列生成步骤：固定序列由353个复数组成，其模恒定，所述固定序列子载波的第n个值表示为：

其中，R为FC和SC的功率比值，SC_i模恒定为1

所述固定序列子载波弧度值ω_n通过下述的表1中的第一预定固定子载波弧度值表确定；

表1固定子载波弧度值表(按第一预定交错排列规则优化)

第(12)信令序列生成步骤：共生成512个信令序列，即Seq₀，Seq₁，…Seq₅₁₁，每个信令序列Seq₀～Seq₅₁₁再分别取相反数，即-Seq₀～-Seq₅₁₁，接收端利用相关值的正负来区分是正序列还是反序列，即共传送10bit信令信息，512个信令序列又可以进一步分为4组，每组128个信令序列，每组128个信令序列生成子步骤如下：

第1子步骤：生成基准序列zc_i(n)，其为长度为N的Zadoff-Chu序列zc(n)：

第2子步骤:通过拷贝两次zc_i(n)产生长度为2N的

第3子步骤:从中某特定的起始位置k_i截取长度为353的序列，产生SC_i(n)：

SC_i(n)＝zc_i^*(k_i-1+n),n＝0～352

每组信令序列Seq₀～Seq₁₂₇的N值，u_i和移位值k_i分别由各个相应的下述表2至表5预定信令序列参数表确定。

第一组序列Seq₀～Seq₁₂₇的N值，u_i和移位值k_i如下表2所示。

表2：第一组信令序列参数

第二组序列Seq₁₂₈～Seq₂₅₅的生成步骤和第一组序列相同，其N值，u_i和移位值k_i如下表3所示。

表3：第二组信令序列参数

第三组序列Seq₂₅₆～Seq₃₈₃的生成步骤和第一组序列相同，其N值，u_i和移位值k_i如下表4表所示。

表4：第三组信令序列参数

第四组序列Seq₃₈₄～Seq₅₁₁的生成步骤和第一组序列相同，其N值，u_i和移位值k_i下表5所示。

表5：第四组信令序列参数

第(13)排列填充步骤，将由所述(11)步骤和所述(12)步骤所得到的固定序列和信令序列按奇偶交错排放，填充虚拟子载波后，按如下公式形成所述频域OFDM符号，

图11是本发明的实施例中信令序列子载波、固定序列子载波及虚拟子载波按照第二预定交错排列规则的排列示意图。

如图11所示，把图中位于虚线左侧的前半部分的信令序列放在奇数子载波，图中虚线右侧的另一半部分的信令序列放在偶数子载波，且位于虚线左侧的前半部分固定序列放在偶数子载波，把位于虚线右侧的后部分固定序列放在奇数子载波。即P1_X₀,P1_X₁,…,P1_X₁₀₂₃按第二预定交错排列规则产生，在前半段SC放奇载波，FC放偶载波，而后半段SC放偶载波，FC放奇载波，将前后半部分的信令序列、固定序列的奇偶位置相交换。这样的固定序列子载波信令序列子载波所处的奇偶位置可以互换，对传输性能无任何影响。

填充虚拟载波时，左右两侧填充的零序列子载波长度也可以不同，但不宜相差过多。

下面继续给出按第二预定交错排列规则优化生成的频域符号的具体实施例。按第二预定交错排列规则生成的频域OFDM符号包含以下步骤：

第(21)固定序列生成步骤，该固定序列生成步骤与第(11)固定序列生成步骤中相同，仅固定序列子载波弧度值ω_n的取值通过第二预定固定子载波弧度值表来确定；其中，第二预定固定子载波弧度值表通过如下表6所示：

表6固定子载波弧度值表(按第二预定交错排列规则优化)

第(22)信令序列生成步骤，该信令序列生成步骤与第(12)信令序列生成步骤相同，

第(23)排列填充步骤，由第(21)步骤和第(22)步骤所得到的信令序列和固定序列按奇偶再偶奇交错排列后，左右两侧填充零载波后，按如下公式形成频域OFDM符号，

对于加强前导符号，其两个时域主体信号的时域OFDM符号的结构除了包含上述权利要求4或权利要求5中任意一项的频域OFDM符号生成步骤外，另外，该两个时域OFDM符号的结构还可以满足任意以下三个预定关联规则中的至少一个：

第一预定关联规则：两个时域OFDM符号各自的信令序列集采取相同。比如按上述单个符号传输10比特的话，这样总的传输容量为20比特。

第二预定关联规则：第二个时域OFDM符号的固定序列保持和第一个时域OFDM符号的固定序列相同。

第三预定关联规则：第二个时域OFDM符号中包含固定序列和信令序列的有效子载波位置是第一个时域OFDM符号中有效子载波位置的整体的左移或者右移，且移位值通常控制在0－5的范围内。

图12和图13是移位值为1和2的两个时域主体信号以预定关联规则进行相对整体移位的示意图。

加强前导符号中A1和A2的频域符号的生成优选实施例如下：

第一个符号A1的主体和前面介绍的按第二预定交错排列规则生成的普通前导符号的频域符号完全相同，FC和SC序列及频域摆放位置及填充零载波完全相同。

第二个符号A2的主体和前面介绍的按第二预定交错排列规则生成的普通前导符号的FC和SC序列相同，且A2的有效子载波位置为A1整体左移一位。即

图14是本发明的前导符号的接收方法的具体实施方式的流程示意图。

如图14所示，本实施例中前导符号的接收方法包括如下步骤：

步骤S2-1：对接收到的所述物理帧进行处理以得到基带信号；

步骤S2-2：判断所述基带信号中是否存在期望接收的上述普通前导符号或加强前导符号；

步骤S2-3：在上述判断结果为是的情况下，确定该前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息。

具体地，如步骤S2-1中所述，对接收到的物理帧进行处理以得到基带信号。通常接收端接收到的信号为零中频信号，因此需要先对其进行模数转换以得到数字信号，再进行滤波、下采样等处理后得到基带信号。需要说明的是，若接收端接收到的是中频信号，在对其经过模数转换处理后还需要进行频谱搬移，然后再进行滤波、下采样等处理后得到基带信号。

如步骤S2-2所述，判断所述基带信号中是否存在期望接收的上述普通前导符号或者加强前导符号，具体包括以下情况。

在本实施例中，若已知发射端仅可能发送普通前导符号，而不可能发送加强前导符号的情况下，判断所述基带信号中是否存在期望接收的普通前导符号包括如下步骤：

步骤S2-21A：依照期望接收的普通前导符号中的C段、A段以及B段两两之间的处理关系和/或调制关系，对基带信号进行必要的反处理以及信号解调后进行延迟滑动自相关，以得到三个延迟相关累加值；

步骤S2-21B：基于这三个延迟相关累加值中的一个、两个或者三个进行数学运算，并对该数学运算结果进行峰值检测；

步骤S2-21C：若峰值检测的结果满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的普通前导信号。

进一步地，步骤S2-21A可根据第一种普通前导符号和第二种普通前导符号的C段、A段以及B段的两两之间的预定获取规则和/或预定处理规则，得到2组延迟相关累加值，每组3个值，且步骤S2-21B中包含对这2组中每组的三个延迟相关累加值中的一个、两个或者三个进行数学运算，并对该数学运算结果进行峰值检测。其中若第一组峰值检测满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的第一种普通前导信号；若第二组峰值检测满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的第二种普通前导信号；若发生两组都满足的情况，需要另行判断，比如可以以两组的峰噪比的明显性来进行判断。

在此基础上，若已知发射端仅可能发送加强前导符号，而不可能发送普通前导符号的情况下，判断所述基带信号中是否存在期望接收的加强前导符号包括如下步骤：

步骤S2-22A：依照期望接收的普通前导符号中C-A-B结构及B-C-A结构的C段、A段以及B段两两之间的预定获取规则和/或预定处理规则，对基带信号进行必要相应地反处理以及信号解调后进行延迟滑动自相关，以得到六个延迟相关累加值，这六个值可实际仅由3个延迟自相关器完成；另外，当加强前导符号的2个符号的FC序列采用相同时，还可得到前后2个符号的C+A段的组合拼接部分的延迟相关累加值；

步骤S2-22B：将步骤S2-22A的六个延迟相关累加值具有相同延迟关系的进行相加或相位调整后相加；得到三个不同延迟的相关累加值，基于这三个延迟相关累加值和前后2个符号的C段A段的组合拼接部分的延迟相关累加值中的一个、两个、三个或者四个进行数学运算，并对该数学运算结果进行峰值检测；

步骤S2-22C：若峰值检测的结果满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的加强前导信号。

进一步地，步骤S2-22A可根据第一种加强前导符号和第二种加强前导符号的符号内部和符号间的不同延迟关系，得到2组延迟相关累加值，每组6个值，以及当加强前导符号的2个符号的FC序列采用相同时，还可得到2组前后2个符号的C+A段延迟相关累加值；且步骤S2-22B中包含对这2组中每组的6个延迟相关累加值相同延迟的进行相加；得到2组每组包含3个不同延迟的相关累加值；且基于这2组中每组的三个延迟相关累加值和前后2个符号的C段A段的组合拼接部分的延迟相关累加值中的一个、两个、三个或者四个进行数学运算，并对该数学运算结果进行峰值检测。其中若第一组峰值检测满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的第一种加强前导信号；若第二组峰值检测满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的第二种加强前导信号；若发生两组都满足的情况，需要另行判断，比如可以以两组的峰噪比的明显性来进行判断。

若发射端可能发送加强前导符号，也可能发送普通前导符号的情况下，则既要进行上述S2-21的普通前导符号检测也要进行上述S2-22的加强前导符号检测，在此不再重复赘述，由于加强前导符号必然包含普通前导符号的结构，当两者都满足预设条件时，若加强前导符号的峰值按一定阈值优于普通前导符号的峰值，则判断为加强前导符号，否则判断为普通前导符号。

以前面提到的实施例来说，普通前导符号的峰值获取框图可如图15和图16所示。图15是本发明的实施例中对应于三段结构CAB的第一种普通前导符号的的峰值获取的逻辑示意图。图16是本发明的实施例中对应于三段结构BCA的第二种普通前导符号的的峰值获取的逻辑示意图。

图15和图16中的相同的部分只需要一套接收资源，图示为了清晰表述故分开。其中图中的C,A,B分别表示C段，A段和B段信号的长度，且滑动平均滤波器可以是功率归一化滤波器。在本图中，满足C+B＝A。

加强前导符号的峰值获取框图可如图17和图18所示。图17是本发明的实施例中第一种加强前导符号的的峰值获取的逻辑示意图。图18是本发明的实施例中第二种加强前导符号的的峰值获取的逻辑示意图。

具体地，如步骤S2-3所述，在上述判断结果为是的情况下，确定该前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息包含以下具体步骤。

确定该前导符号在物理帧中的位置包括：基于满足预设条件的峰值检测的结果来确定该前导符号在物理帧中的位置。

若存在期望接收的前导符号，根据峰值大的那部分值或者最大值确定前导符号在物理帧中出现的位置。利用峰值检测的结果还可以进行小数倍频偏估计。

所述步骤S2-3中解出该前导符号所携带的信令信息包括如下步骤：利用前导符号的全部或部分时域波形和/或该前导符号的全部或部分时域波形经过傅里叶变换后得到的频域信号，以解出该前导符号所携带的信令信息。

通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号进行运算，以解出该前导符号中由信令序列子载波所携带的信令信息。其中信令序列子载波集合基于已知的信令序列集合产生。

其中，包含信令序列子载波的信号包括：接收到的前导符号的全部或者部分时域波形，或者从前导符号中截取1个或2个主体OFDM符号经傅里叶变换后得到的1个或2个频域OFDM符号。信令序列子载波集合是由信令序列集合中各个信令序列填充至有效子载波上而形成的集合。

具体地，截取1个或2个对应ODFM符号主体的N_A长度的时域信号进行傅立叶变换后得到的1个或2个频域OFDM符号；然后，去除零载波，根据信令子载波位置取出接收到的1个或2个频域信令子载波。将其与上述信道估计值以及已知的信令序列子载波集进行特定的数学运算，完成频域解码功能。

例如，设i＝0:M-1，M为信令子载波个数，j＝0:2^P-1，P为频域所传信令比特数，即对应信令子载波集共有2^P个元素，且每个元素对应长度为M的序列，H_i为每个信令子载波对应的信道估计值，SC_rec_i为接收到的频域信令子载波值，为信令序列子载波集中第j个元素中的第i个取值。则取max(corr_j)所对应的j，即得到频域传输的信令信息。

在其他实施例中，上述过程也可以在时域上进行，利用已知信令序列子载波集经在适当位置补零后生成的相应长度的频域符号经傅里叶反变换后所对应的时域信令波形集直接与获取多径准确位置的时域接收信号进行同步相关，取相关值绝对值最大的那个，也可以解出频域传输的信令信息，这里不再赘述。

进一步地，接收端还可以利用固定序列做整数倍频偏估计或信道估计，即本发明的前导符号的接收方法还可以包括以下步骤：

1)根据所确定该前导符号在物理帧中的位置，截取包含固定子载波的信号；

2)将该包含固定子载波的信号与频域固定子载波序列或该频域固定子载波序列对应的时域信号进行运算，以得到整数倍频偏估计或信道估计。

具体地，本实施例包括如下步骤：1)根据所确定该前导符号在物理帧中的位置，截取包含固定子载波的信号；2)将该包含固定子载波的信号与频域固定子载波序列或该频域固定子载波序列对应的时域信号进行运算，以得到整数倍频偏估计或信道估计。

其中，所述包含固定子载波的信号包括：接收到的前导符号的全部或者部分时域波形，或者从前导符号中截取时域OFDM符号经傅里叶变换后得到的频域OFDM符号。

下面具体描述接收端进行整数倍频偏估计的两种方法。

方法1：

根据检测出的前导符号在物理帧中的位置，截取接收到的前导符号的时域波形的全部或者一部分。采用扫频的方式，即以固定的频率变化步径(比如，对应整数倍频偏间隔)，将该部分时域波形调制上不同的频偏后，得到若干个时域信号：T为采样周期，f_s为采样频率。而已知频域固定序列子载波进行傅立叶反变换对应的时域信号为A2，将A2作为已知信号与每个A1_y进行滑动相关，选取出现最大相关峰值的那个A1_y，则对其所调制的频偏值y即为整数倍频偏估计值。

其中，扫频范围对应系统所需要对抗的频偏范围，比如，需要对抗正负500K的频偏，而系统采样率为9.14M,前导符号主体为1K长度，则扫频范围为即[-57,57]。

扫频中所用到的相关可用FFT和IFFT来等效实现，这里不再赘述。

方法2：

截取前导符号中对应ODFM符号主体的时域信号进行傅立叶变换后得到频域OFDM符号，将变换得到的频域OFDM符号进行上述扫频范围的循环移位，且按FC在子载波上的位置及前后2个固定序列子载波的间隔进行隔点差分相乘，且与已知固定序列子载波的隔点差分相乘值进行相关运算,得到一系列相关值，选取最大相关值对应的循环移位，即可相应得到可以得到整数倍频偏估计值。

进一步地，当判断所述基带信号中存在期望接收的加强前导符号时，，若加强前导符号有效子载波位置的位移值为偶数，还可将2个对应ODFM符号主体的时域信号进行傅立叶变换后得到的2个频域OFDM符号，将变换得到的2个频域OFDM符号同时进行上述扫频范围的相同循环移位，移位后的每个符号接收值与该符号已知固定序列子载波值共轭相乘，且将2个符号同一子载波位置的相乘值再进行共轭相乘后，将2个符号共同位置的所有有效FC子载波的共轭相乘值进行累加，即j∈扫频范围，R_i,1,j为第一个符号频域上经移位j后对应FC位置上的接收值，R_i,2,j为第二个符号频域上经移位j后对应FC位置上的接收值，和分别为第一个符号和第二个符号的某个子载波上的FC已知值，M为已知FC总个数，这样得到一系列对应于各循环移位值的累加值，选取最大累加值对应的循环移位，即可相应得到可以得到整数倍频偏估计值。

利用接收到的包含固定序列子载波的信号和已知频域固定序列子载波和/或其进行傅立叶反变换对应的时域信号完成信道估计，同样可以选择在时域进行和/或在频域进行，在此不再赘述。