通过使用FDR方案的设备估计非线性自干扰信号信道的方法与流程

本发明涉及无线通信，尤其是，涉及在使用fdr方案的设备处估计非线性自干扰信号信道的方法。
背景技术：
：与时间或者频率资源被正交地划分的常规的半双工通信相比，全双工通信通过允许节点同时执行发送和接收，理论上使系统容量加倍。图1是支持全双工无线电(fdr)的ue和基站(bs)的概念图。在图1图示的fdr情形下，产生以下的三种类型的干扰。设备内自干扰：因为发送和接收在相同的时间和频率资源中进行，所以期望的信号和从bs或者ue发送的信号在bs或者ue处同时被接收。发送的信号在bs或者ue的接收(rx)天线处近似没有衰减地被接收，并且因此，具有比期望的信号更大的功率。因此，发送的信号起干扰的作用。ue到ue链路间干扰：由ue发送的上行链路(ul)信号在邻近ue处被接收，并且因此起干扰的作用。bs到bs链路间干扰：bs到bs链路间干扰指的是在hetnet状态下，由在bs或者不同种类的bs(微微、毫微微和中继站)之间发送并且由另一个bs的rx天线接收的信号所引起的干扰。在这样的三种类型的干扰之中，设备内自干扰(在下文中，自干扰(si))仅在fdr系统中产生以显著劣化fdr系统的性能。因此，首先，设备内si需要被消除，以便操作fdr系统。技术实现要素：技术问题本发明的一个目的是提供一种在使用fdr方案的设备处估计非线性自干扰信号信道的方法。本发明的另一个目的是提供一种在fdr环境下估计非线性自干扰信号信道的设备。由本发明解决的技术问题不局限于以上的技术问题，并且没有在此处描述的其它的技术问题对于本领域技术人员来说从以下的描述中将变得显而易见。技术方案本发明的目的可以通过提供由使用全双工无线电(fdr)方案的装置估计非线性自干扰信号信道的方法来实现，该方法包括：使用在预先定义的第一序列组中包括的第一序列集估计非线性自干扰信号信道，其中考虑到在装置的射频(rf)发送(tx)链和rf接收(rx)链中的非线性自干扰信号分量定义预先确定义的第一序列组。在第一序列集中包括的序列之间的根值的差值可以与序列长度互质。该方法可以进一步包括接收有关能够配置预先定义的第一序列组的根值的信息。有关根值的信息可以经由物理层信号或者更高层信号来接收。该方法可以进一步包括：测量天线自干扰消除和模拟自干扰消除之后的残留自干扰信号的强度，以确定是否rfrx链中的自干扰信号分量具有非线性，以及一旦确定rfrx链中的自干扰信号不是非线性的，则使用在预先定义的第二序列组中包括的第二序列集估计非线性自干扰信号信道，并且可以仅考虑在装置的rftx链和rfrx链中的非线性自干扰信号分量之中的rftx链的非线性自干扰信号分量来定义预先定义的第二序列组。该方法可以进一步包括：接收包括在预先定义的第一序列组中包括的序列集之中的能够由装置使用的第一序列集的序列集组信息。序列集组信息可以经由物理下行链路控制信道(pdcch)、物理上行链路控制信道(pucch)，或者增强的物理下行链路控制信道(epdcch)来接收。在本发明的另一个方面中，在此处提供一种在全双工无线电(fdr)环境下估计非线性自干扰信号信道的装置，该装置包括：处理器，该处理器被配置为使用在预先定义的第一序列组中包括的第一序列集估计非线性自干扰信号信道，其中考虑在装置的射频(rf)发送(tx)链和rf接收(rx)链中的非线性自干扰信号分量来定义预先定义的第一序列组。在第一序列集中包括的序列之间的根值的差值可以与序列长度互质。该装置可以进一步包括：接收器，该接收器被配置为接收有关能够配置预先定义的第一序列组的根值的信息。该接收器可以被配置为经由物理层信号或者更高层信号接收有关根值的信息。该处理器可以被配置为：测量天线自干扰消除和模拟自干扰消除之后的残留自干扰信号的强度以确定是否rfrx链中的自干扰信号分量是非线性的，以及如果确定rfrx链中的自干扰信号不是非线性的，则使用在预先定义的第二序列组中包括的第二序列集估计非线性自干扰信号信道，并且可以仅考虑在装置的rftx链和rfrx链中的非线性自干扰信号分量之中的rftx链的非线性自干扰信号分量来定义预先定义的第二序列组。该接收器可以被配置为接收包括在预先定义的第一序列组中包括的序列集之中的能够由装置使用的第一序列集的序列集组信息。该接收器可以经由物理下行链路控制信道(pdcch)、物理上行链路控制信道(pucch)，或者增强的物理下行链路控制信道(epdcch)接收序列集组信息。有益效果根据本发明的一个实施例，通过估计rf发送链和rf接收链中的非线性自干扰信号分量，能够更加有效地消除数字自干扰。本发明的效果不局限于以上描述的效果，并且没有在此处描述的其它的效果可以由本领域技术人员从本发明的实施例的以下的描述中导出。附图说明附图被包括以提供对本发明进一步的理解，其图示本发明的实施例，并且与说明书一起用于解释本发明原理。图1是示出支持由本发明提出的ue的全双工/半双工通信方法的示例性网络的图。图2是图示在无线通信系统100中的基站(bs)105和用户设备(ue)110的配置的框图。图3是示出在fdr通信情形下的发送/接收链路和自干扰(si)的概念的图。图4是图示在设备的射频(rf)tx和rx端(或者rf前端)中应用三种自ic方案的位置的视图。图5是基于图4的在ofdm通信环境下在提出的通信装置中的自ic设备的框图。图6是示出由本发明提出的方案的整个过程的图。图7是示出用于自干扰信道的系数估计的详细过程的图。图8是示出信号减法概念被添加到的自干扰信道的高阶信道系数估计的详细过程的图。图9是示出应用用于宽带自干扰信道估计的序列集的各种示例的图。图10是示出在fdr环境下用于消除自干扰和接收的(rx)信号的fdr收发器块的图。图11是详细地示出自干扰信道的系数估计过程的图。图12是详细地示出信号减法概念被添加到的自干扰信道的高阶信道系数估计的过程的图。图13是示出考虑残留自干扰信号的evm的示例的图。图14示出考虑三阶的zadoff-chu序列集的实施例的表。图15是示出由建议9提出的方案的详细过程及其效果的图。图16是示出基于dft的自干扰信道的系数估计的详细过程的图。图17是示出基于dft的信号减法概念被添加到的自干扰信道的高阶信道的系数估计的详细过程的图。具体实施方式现在将详细地介绍本发明的优选实施例，其示例在附图中图示。在以下发明的详细说明中，包括帮助完全理解本发明的细节。但是，对于本领域技术人员来说显而易见的是，无需这些细节也可以实现本发明。例如，虽然在移动通信系统包括3gpplte系统的假设之下详细地进行以下的描述，但以排除3gpplte的独特的特征的方式以下的描述可适用于其它的任意移动通信系统。有时候，为了防止本发明变得不清楚，公众所知的结构和/或设备被跳过，或者可以被表示为集中于结构和/或设备的核心功能的框图。尽可能地，在整个附图中将使用相同的附图标记来指代相同的或者类似的部分。此外，在以下的描述中，假设终端是诸如用户设备(ue)、移动站(ms)、高级移动站(ams)等等这样的移动或者固定用户级设备的通用名称。并且，假设基站(bs)是诸如节点b(nb)、e节点b(enb)、接入点(ap)等等这样的与终端通信的网络级的任意节点的通用名称。虽然本说明书基于ieee802.16m系统描述，但是本发明的内容可适用于各种类型的其它的通信系统。在移动通信系统中，用户设备能够在下行链路中接收信息，并且也能够在上行链路中发送信息。由用户设备节点发送或者接收的信息可以包括各种类型的数据和控制信息。按照由用户设备发送或者接收的信息的类型和用途，可以存在各种物理信道。以下的描述可用于包括cdma(码分多址)、fdma(频分多址)、tdma(时分多址)、ofdma(正交频分多址)、sc-fdma(单载波频分多址)等等的各种无线接入系统。cdma可以由诸如utra(通用陆地无线电接入)、cdma2000等等这样的无线电技术实现。tdma可以以诸如gsm/gprs/edge(全球移动通信系统/通用分组无线电服务/增强数据速率的gsm演进)这样的无线电技术实现。ofdma可以以诸如ieee802.11(wi-fi)、ieee802.16(wimax)、ieee802.20、e-utra(演进的utra)等等这样的无线电技术实现。utra是umts(通用移动电信系统)的一部分。3gpp(第三代合作伙伴计划)lte(长期演进)是使用e-utra的e-umts(演进的umts)的一部分。3gpplte在dl中采用ofdma，并且在ul中采用sc-fdma。并且，lte-a(高级lte)是3gpplte的演进的版本。另外，在以下的描述中，特定的术语被提供以帮助理解本发明。并且，特定的术语的使用可以被修改为本发明的技术思想范围内的另一种形式。图2是无线通信系统100中的基站(bs)105和用户设备(ue)110配置的框图。虽然在图中示出一个基站105和一个用户设备110(包括d2d用户设备)以示意地表示无线通信系统100，但是无线通信系统100可以包括至少一个基站和/或至少一个用户设备。参考图2，基站105可以包括发送(tx)数据处理器115、符号调制器120、发射器125、收发天线130、处理器180、存储器185、接收器190、符号解调器195和接收数据处理器197。并且，用户设备110可以包括发送(tx)数据处理器165、符号调制器170、发射器175、收发天线135、处理器155、存储器160、接收器140、符号解调器155和接收数据处理器150。虽然在该图中基站/用户设备105/110包括一个天线130/135，但是基站105和用户设备110中的每个包括多个天线。因此，本发明的基站105和用户设备110中的每个支持mimo(多输入多输出)系统。并且，根据本发明的基站105可以支持su-mimo(单用户-mimo)和mu-mimo(多用户-mimo)两者。在下行链路中，发送数据处理器115接收业务数据，通过格式化接收的业务数据编码接收的业务数据，交织编码的业务数据，调制(或者符号映射)交织的数据，并且然后提供调制的符号(数据符号)。符号调制器120通过接收和处理数据符号和导频符号来提供符号流。符号调制器120将数据和导频符号复用在一起，并且然后将复用的符号发送给发射器125。在这种情况下，发送的符号中的每个可以包括数据符号、导频符号或者零值信号。在每个符号持续时间内，导频符号可以被连续地发送。这样做，导频符号可以包括频分复用(fdm)、正交频分复用(ofdm)，或者码分复用(cdm)的符号。发射器125接收符号流，将接收的流转换为至少一个或多个模拟信号，另外调整模拟信号(例如，放大、滤波、上变频)，并且然后生成适用于在无线电信道上传输的下行链路信号。随后，下行链路信号经由天线130被发送给用户设备。在用户设备110的配置中，接收天线135从基站接收下行链路信号，并且然后将接收的信号提供给接收器140。接收器140调整接收的信号(例如，滤波、放大和下变频)，数字化调整的信号，并且然后获得采样。符号解调器145解调接收的导频符号，并且然后将它们提供给处理器155用于信道估计。符号解调器145从处理器155接收用于下行链路的频率响应估计值，执行对接收的数据符号的数据解调，获得数据符号估计值(即，发送数据符号的估计值)，并且然后将数据符号估计值提供给接收(rx)数据处理器150。接收数据处理器150通过对数据符号估计值执行解调(即，符号解映射、解交织和解码)重建发送的业务数据。符号解调器145的处理和接收数据处理器150的处理分别与基站105中的符号调制器120的处理和发送数据处理器115的处理互补。在用户设备110中，在上行链路中，发送数据处理器165处理业务数据，并且然后提供数据符号。符号调制器170接收数据符号，复用接收的数据符号，对复用的符号执行调制，并且然后将该符号流提供给发射器175。发射器175接收该符号流，处理接收的流，并且生成上行链路信号。这个上行链路信号然后经由天线135被发送给基站105。在基站105中，经由天线130从用户设备110接收上行链路信号。接收器190处理接收的上行链路信号，并且然后获得采样。随后，符号解调器195处理该采样，并且然后提供在上行链路中接收的导频符号和数据符号估计值。接收数据处理器197处理数据符号估计值，并且然后重建从用户设备110发送的业务数据。用户设备/基站110/105的处理器155/180指示用户设备/基站110/105的操作(例如，控制、调整、管理等等)。处理器155/180可以连接到存储单元160/185，存储单元160/185被配置为存储程序代码和数据。存储器160/185连接到处理器155/180以存储操作系统、应用和一般文件。处理器155/180可以称作控制器、微控制器、微处理器、微型计算机等等中的一个。并且，处理器155/180可以使用硬件、固件、软件和/或其任意组合实现。在硬件实现中，处理器155/180可以以诸如asic(专用集成电路)、dsp(数字信号处理器)、dspd(数字信号处理设备)、pld(可编程序逻辑器件)、fpga(现场可编程门阵列)等等这样的被配置为实现本发明的设备来提供。同时，在使用固件或者软件实现本发明的实施例的情况下，固件或者软件可以被配置为包括用于执行本发明的以上解释的功能或者操作的模块、过程和/或函数。并且，配置为实现本发明的固件或者软件被加载在处理器155/180中，或者存储在存储器160/185中以由处理器155/180驱动。在用户设备/基站和无线通信系统(网络)之间的无线电协议层可以基于通信系统公知的osi(开放系统互连)模型的3个较低的层被划分为第一层l1、第二层l2和第三层l3。物理层属于第一层，并且经由物理信道提供信息传送服务。rrc(无线电资源控制)层属于第三层，并且在ue和网络之间提供控制无线电资源。用户设备和基站可以能够经由无线通信网络和rrc层互相交换rrc消息。在本说明书中，虽然用户设备/基站的处理器155/180执行除了用户设备/基站110/105接收或者发送信号的功能之外的处理信号和数据的操作，但是为了清楚，处理器155和180将不会在以下的描述中被特别地提及。在以下的描述中，在不特别提及的情况下，处理器155/180可以被认为是执行除了接收或者发送信号的功能之外的诸如数据处理等等的一系列的操作的。图3是示出在fdr通信情形下的发送/接收链路和自干扰(si)概念的图。如图3所示，si可以被划分为当从发射天线发送的信号没有路径衰减直接进入接收天线时引起的直接干扰，以及由外部拓扑反射的反射干扰，并且由于物理距离差异，其电平显著地大于期望信号。由于显著大的干扰强度，为了操作fdr系统，有效的si消除是必要的。为了有效地操作fdr系统，相对于设备的最大传输功率的自ic需求(在fdr被应用于移动通信系统(bw＝20mhz)的情形下)可以如以下的[表1]中所图示的被确定。【表1】参考[表1]，可以注意到，为了在20mhzbw中有效地操作fdr系统，ue需要119-dbm自ic性能。根据移动通信系统的bw，热噪声值可以被转变为n0.bw＝-174dbm+10×log10(bw)。在[表1]中，热噪声值是假设20mhzbw来计算的。关于[表1]，对于接收器噪声系数(nf)，参考3gpp规范需求考虑最坏的情况。接收器热噪声电平被确定为在特定的bw中的热噪声值和接收器nf的总和。自ic方案的类型和应用自ic方案的方法图4是图示在设备的射频(rf)tx和rx端(或者rf前端)中应用三个自ic方案的位置的视图。现在，将给出三个自ic方案的简要描述。天线自ic：天线自ic是所有自ic方案中应当首先执行的自ic方案。si在天线端被消除。最简单地，可以通过在tx天线和rx天线之间放置信号阻挡物体来物理地阻止si信号的传送，使用多个天线，天线之间的距离可以被人为地控制，或者si信号的一部分可以通过特定tx信号的相位反转来消除。此外，si信号的一部分可以通过多个极化天线或者定向天线来消除。模拟自ic：在rx信号经过模拟-数字转换器(adc)之前消除干扰。使用复制的模拟信号，si信号被消除。这个操作可以在rf区域或者中频(if)区域中执行。si信号消除可以以下面的特定方法执行。通过延迟模拟tx信号和控制延迟的tx信号的幅度和相位生成实际接收的si信号的副本，并且从在rx天线处接收的信号中减去该副本。但是，由于是基于模拟信号的处理，最终的实现复杂度和电路特性可能导致额外的失真，因此，可能会显著地改变干扰消除性能。数字自ic：在rx信号经过adc之后消除干扰。数字自ic覆盖在基带区域中执行的所有ic技术。最简单地，使用数字tx信号生成si信号的副本，并且从rx数字信号中减去该副本。或者使用多个天线在基带中执行预编码/后编码，使得ue或者enb的tx信号可以不在rx天线上被接收的技术可以被归类为数字自ic。但是，由于只有当数字调制的信号被量化到足够恢复期望信号的信息的电平时，数字自ic才是可行的，所以需要执行数字自ic的先决条件，即在期望信号的信号功率和在上述技术之一中在干扰消除之后剩余的干扰信号的信号功率之间的差应当落入adc的范围。图5是基于图4的在ofdm通信环境下在提出的通信装置中的自ic设备的框图。虽然图5示出在数字模拟转换(dac)之前和在adc之后使用数字si信息执行数字自ic，但是其可以在快速傅里叶逆变换(ifft)之后和在快速傅里叶变换(fft)之前使用数字si信号来执行。此外，虽然图5是通过将tx天线与rx天线分离的自ic的概念图，但是如果使用单个天线执行天线自ic，则天线可以以与图5不同的方式被配置。根据目的，功能块可以被增加到图5中示出的rftx端和rfrx端，或者从图5中示出的rftx端和rfrx端被去除。fdr系统的信号建模在fdr系统中的设备(例如，ue、基站等等)的接收信号可以如以下的等式1所示进行建模。【公式1】这里，k表示奇数，xsi[n]表示由设备的rf发送端发送的数据，hsi[n]表示由rf发送端发送的数据所经历的自干扰信道的增益，xd[n]表示要由设备的rf接收端接收的数据，hd[n]表示由要由rf接收端接收的数据所经历的期望的信道的增益，以及z[n]表示加性白高斯噪声(awgn)。k＝1指示线性分量，并且具有3或者以上的奇数的k指示非线性分量。如上所述，自干扰信道估计对于模拟或者数字自干扰消除是必需的。此时，在使用估计的模拟和/或数字自干扰信道的增益对于k＝1,…,k(k＝奇数)执行自干扰消除之后的设备的接收信号可以如以下的等式2所示来表示。【公式2】这里，在以上的等式2中，k是奇数。现在，当使用估计的期望信道的增益解码接收信号时，得到以下的等式3。【公式3】这里并且在初始数字自ic技术中，在建模干扰信号时，仅线性分量被建模以执行数字自ic。但是，近来，对于可行的fdr操作，已经提出使用非线性分量的干扰信号信息以及现有的线性分量的干扰信号信息的数字自ic技术。如以上的等式1所示，为了估计非线性分量的自干扰信息，重要的是精确地估计对应于每一阶数的信道系数信息。在现有的研究中，计算考虑发送信号的所有更高阶的矩阵的伪逆，然后估计非线性分量。但是，这样的方法需要非常复杂的求逆计算，并且估计非线性高阶分量需要大量的计算和额外的资源分配。因此，需要更加有效的系统操作过程，其可以降低能够消除包括高阶的非线性自干扰信号的数字自ic的复杂度，并且可以提高资源效率。图6是示出由本发明提出的方案的整个过程的图。参考图6，使用fdr方案的设备(bs/ue)在导频信号(或者参考信号)传输时段中发送序列，用于自干扰信道的估计。发送端接收由此发送的序列，并且使用接收的序列估计自干扰信道的信道系数。该序列基本上不需要求逆运算，并且信道估计可以以比现有的复杂度小很多的复杂度来执行。此外，在序列之中的序列具有低的互相关属性，同时甚至在诸如3、5次方等等的运算之后仍具有相同的序列属性的情况下，对于k＝1,…,k(k＝奇数)值可以被估计，并且使用如等式2所示的估计的信道信息执行数字自ic。在这里，对于自干扰信道的系数估计，使用序列的互相关属性。在本发明中，例如，将描述zadoff-chu序列，其是在以上描述的序列之中具有低的互相关属性，同时甚至在诸如3、5次方等等的运算之后仍具有相同的序列属性的序列。但是，本发明可适用于具有低的互相关属性，同时甚至在诸如3、5次方等等的运算之后仍具有相同的序列属性的另一序列。现在将描述zadoff-chu序列的基本等式和属性。长度是奇数值nzc并且根值是u的zadoff-chu序列的第n个位置(符号或者子载波)的复值可以如以下的等式4所示来表示。【公式4】这里0<n<nzc，0<u<nzc^gcd(nzc，u)＝1，gcd(a,b)表示指示两个整数a和b的最大公约数的函数。现在将描述zadoff-chu序列的基本属性。1)如果nzc是奇数，则zadoff-chu序列具有nzc的周期属性。其等式如以下的等式5所示。【等式5】(su[n+nzc]＝su[n])2)如果nzc是质数，则zadoff-chu序列的dft被扩展以获得时间扩展的共轭zadoff-chu序列。其中是u模nzc的乘法逆元。3)在zadoff-chu序列和循环移位的序列之间的自相关具有0值，并且其等式如以下的等式6所示。【等式6】4)具有u1和u2的根值的两个zadoff-chu序列(其中|u1-u2|与nzc互质)具有的互相关值，并且其等式如以下的等式7所示。【等式7】<建议1>估计高阶信道系数的方法使用具有不同的根值的两个序列的互相关属性估计自干扰信道的高阶的信道系数。对于自干扰信道估计，由于在导频符号(或者参考信号符号)中使用zadoff-chu序列，所以当使用以上的等式4再次表示以上的等式1时，得到以下的等式8。【等式8】这里，在等式8中，假设没有数据，因为没有经由导频符号接收到信号。但是，在fdr系统中，甚至当在信道估计时从对方接收到数据时也不会出现问题。以上的等式8的[n]如以下的等式9所示来表示。【等式9】当使用等式9再次表示等式8时，得到以下的等式10。【等式10】其中在图7中示出的过程被执行以便估计hsi,k。图7是示出用于自干扰信道的系数估计的详细过程的图。参考图7，生成从k＝初始值(例如，初始值＝1)开始并且具有k*u的根值的序列，并且接收信号乘以由生成的序列形成的滤波器。对于奇数阶信道估计，步长被设置为2。然后，可以从接收信号估计k阶信道系数。如果k小于k(例如，k＝5、7、9或者11)，则预先确定的值(例如，步长＝2)被增加，使得k变为3，并且作为生成具有k*u的根值的序列的方法，以上所述的过程被重复，直到k变为大于k为止。在以上描述的过程中，通过将接收信号乘以由基于具有k*u的根值的序列形成的匹配滤波器[n]得到的信号的平均值所估计的信道如以下的等式11所示。【等式11】其中等式11可以使用具有不同的根值的序列的互相关属性得到值对于k≠l，并且如图7的过程，有效的自干扰信道的高阶的系数可以使用等式11来估计，并且数字自干扰消除可以使用其来执行。如上所述，对于fdr系统的操作，可以使用序列的互相关属性执行自干扰信道估计。在某些情况下，由于半双工(hd)操作是可能的，而不是fdr操作(例如，当自干扰消除性能由于自干扰信道估计误差而没有获得时，或者当甚至在hd操作时满足系统需求时)，提出的序列不被使用，并且fdr模式被切换到hd模式以使用在hd中使用的现有的信道估计方案。<建议2>首先估计低阶的信道系数，然后从接收信号中将其除去的方法下一阶的信道系数从以上描述的信号(通过从接收信号除去先前的阶的信道系数获得的信号)来估计，并且然后相应的阶的信道系数从以上描述的信号中除去。以上描述的方法被重复地执行，直到获得预先确定的阶的信道系数为止。如在等式11中描述的，当估计自干扰信道的第k阶的信道系数时，由于在被包括在相同的序列集中的其它序列之间的互相关属性，除第k阶之外其它阶的信道系数具有从现有的功率按比例缩小了的干扰分量。但是，在自干扰信道的属性中，由于随着阶增加，对应于高阶信道系数的功率快速地降低，所以在估计高阶的信道系数时，尽管由于低阶的信道系数导致干扰的强度按比例缩小了但是仍然存在相对高的干扰，由此在估计自干扰信道的高阶的信道系数时会劣化性能。为了解决这样的问题，在本发明中，提出了在估计高阶的信道系数时，使用从接收的序列信号中减去先前估计的低阶的序列分量的连续干扰消除(sic)方案的高阶信道系数估计方案。提出的方案的详细过程将参考图8描述。图8是示出信号减法概念被添加到的自干扰信道的高阶信道系数估计的详细过程的图。参考图8，另一个过程被添加到图7的过程。添加了下述过程，当k小于k(例如，k＝5、7、9)时，加2，然后将具有k*u的根值的序列乘以估计的信道系数以生成第k阶的信号。对于奇数阶信道估计，步长被设置为2。增加从接收的信号中减去第k阶的估计的信号的过程。此后，以上所述的过程被重复，直到k变为大于k为止。首先，对应于具有k＝1的第一阶的信道系数可以经历等式11的过程以估计此后，通过从用于估计对应于第三阶或以上的信道系数的接收的序列中除去乘以估计的信道系数的序列分量而修改的接收的序列如以下的等式12所示。【公式12】这里表示估计的信道系数并且其值可以通过将经由等式12获得的接收信号乘以基于具有k*u的根值的序列形成的匹配滤波器来获得，并且如以下的等式13所示。【等式13】将等式13与等式11比较时，可以看到，在提出的方案中，与现有的方案相比较，从其它的阶产生的干扰分量可以被降低。<建议3>用于高阶信道系数估计的序列设计方案考虑序列长度nzc和要估计的自干扰信道的高阶信道系数的最终的阶(k)值确定可用的序列的根值。为了使用zadoff-chu序列的属性的互相关属性估计每个信道系数，在本发明中，需要考虑序列长度和要估计的自干扰信道系数的阶来设计序列的参数。例如，在zadoff-chu序列中，为了保持zadoff-chu序列的基本属性的互相关属性，具有根值u1和u2的两个序列的值|u1-u2|应与nzc是互质的。为了满足这一点，如在等式9中描述的，当要估计的阶增加时，序列的根值与阶成比例增加。因此，为了与由要估计的阶生成的具有根值k*u(大于1的k是奇数)的序列保持互相关属性，应选择初始根值u。在这里，各种u值可以被选择，使得就根值而言，具有根值u的序列与具有根值ku的序列不同。当两个可用的序列被任意地从所有可用的序列之中提取时，两个序列的根值之间的差值与nzc互质的条件通过将值nzc设置为在预先确定的最大值内的质数而满足。例如，当可用的资源的最大值是72时，值nzc的72内的质数可以是2、3、5、7、11、13、17、19、23、29、31、37、41、43、47、53、59、61、67和71，并且一个值是从这些质数之中选择出来的，并且可以将其设置为值nzc。如果如上所述满足以上描述的条件，则由于两个序列具有的互相关值，所以就在信道的系数估计时剩余的干扰而言，值nzc优先选择为尽可能大。<建议3-1>与用于高阶信道系数估计的序列的设计相关联，可以使用循环移位性质以便将用于高阶信道系数估计的序列分配给资源。序列长度nzc应具有如上所述的质数。但是，由于用于自干扰信道估计的资源无法始终具有质数，所以如果分配给资源的序列长度大于nzc是必要的，则现有的序列应改变。在本发明中，序列可以使用序列的循环移位性质来生成，以便最小化互相关的影响。如果包含提出的序列的容器的长度是nr(nr>nzc)，则在包含提出的序列之后，剩余nr-nzc的资源。此时，通过增加现有序列的nr-nzc获得的序列如以下的等式14所示。【等式14】例如，如果72是在lte中的最小bw1.4mhz上子载波的最大数，考虑到基于传统lte的系统的向后兼容，72被设置为最大资源值，则当nzc是71时，包含在第一资源中的序列值被复制，并且插入到最后的第72个资源中。在这里，可以考虑到fdr系统的资源设置更大的值nzc。如果使用这样的方法配置序列，则设置大于的值，其是由质数组成的互相关值，由此在估计自干扰信道的系数时会增加干扰。为了使用互相关估计自干扰信道的非线性的分量，序列根值需要被分配给每个用户(或者ue)，并且设置可分配根值的方法满足以下的条件。条件1：序列集是从用于第一阶估计的序列的根值u直至要估计的奇数的阶k的根值(u、gcd(3*u，nzc)、gcd(5*u，nzc)、…、gcd(k*u，nzc))的集合。条件2：为了减少序列集之间的干扰，序列的根值被配置，使得所有序列集的序列根集是不相同的。条件3：u值可以是从1到nzc的整数，并且初始u值可以任意地设置以便获得条件2。以下的实施例可以被配置成满足所有以上提出的根值设置条件。此外，在以下的描述中，将描述nzc＝71被选择为具有以上描述的质数的最大数字的情形。(1)考虑第三阶的非线性的自干扰信号分量的用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列在考虑到在自干扰信号之中的第三阶的信道系数来执行估计时，如以下的表2所示，可以选择和使用总共33个序列集的一个序列集。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。此外，除了以下的[表2]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且通过以上描述的序列集配置方法可实现各种表配置。以下的[表2]示出考虑直至第三阶的zadoff-chu序列集的示例。【表2】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。(2)考虑第五阶的非线性的自干扰信号分量的用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列的设计在考虑到在自干扰信号之中的直至第五阶的信道系数执行估计时，如以下的表3所示，可以选择和使用总共17个序列集的一个序列集。此时，由于在被包含在任意序列集中的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。此外，除了以下的[表3]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，由于[表3]的集合1包括根值5，以便估计第五阶分量，所以具有表2的根值5的序列的集合4被除去以配置该表。但是，如果[表3]的集合1被除去，则可以配置具有根值5、15和35的集合，其是[表2]的集合4的扩展。此外，除了以下的[表3]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且各种表可以通过以上描述的序列集配置方法来配置。【表3】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。(3)考虑第七阶的非线性的自干扰信号分量设计用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列的设计在考虑到在自干扰信号之中的直至第七阶的信道系数执行估计时，如以下的表4所示，可以选择和使用总共11个序列集的一个序列集。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。除了以下的[表4]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且各种表可以通过以上描述的序列集配置方法来配置。以下的[表4]示出考虑直至第七阶的zadoff-chu序列集的示例。【表4】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。(4)考虑第九阶的非线性的自干扰信号分量设计用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列的设计在考虑到在自干扰信号之中的直至第九阶的信道系数执行估计时，如以下的表5所示，可以选择和使用总共7个序列集的一个序列集。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。除了以下的[表5]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且各种表可以通过以上描述的序列集配置方法来配置。以下的[表5]示出考虑直至第九阶的zadoff-chu序列集的示例。【表5】序列集第一(u)第三(3u)第五(5u)第七(7u)第九(9u)情形113579情形226101418情形3412202836情形41957246229情形53534333231情形63740434649情形74770224568为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。(5)考虑第十一阶的非线性的自干扰信号分量设计用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列的设计在考虑到在自干扰信号之中的直至第十一阶的信道系数执行估计时，如以下的表6所示，可以选择和使用总共6个序列集的一个序列集。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。除了以下的[表6]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且各种表可以通过以上描述的序列集配置方法来配置。以下的[表6]示出考虑直至第十一阶的zadoff-chu序列集的示例。【表6】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。<建议4>用于宽带自干扰信道估计的方法现有的自干扰信道估计适用于在总的带宽上信道的代表值的估计。但是，在宽带自干扰信道的情况下，信道系数可能根据子频带而变化。对于这样的宽带自干扰信道，序列长度可以被调整和设计。为了估计宽带自干扰信道的每个子频带信道系数，序列长度可以被减小以使用适用于每个子频带的序列集。如上所述，如果序列的互相关条件满足，则由于两个序列具有的互相关值，所以就在估计信道系数时剩余的干扰而言，nzc可以被选择为尽可能大。因此，对于宽带自干扰信道，最大的序列长度可以在使用每个子频带的序列集时来选择。图9是示出应用宽带自干扰信道估计的序列集的各种示例的图。图9示出使用具有用于1、2或者3个子频带的自干扰信道系数估计的各种长度的序列集的实施例。在图9的(a)中，情形1示出获得一个信道系数的代表值的现有的方法。在图9的(b)中，情形2示出获得两个子频带中的每个信道系数的代表值的方法。在图9的(c)中，左侧图示出使用具有相同的长度的序列集的情形，并且右侧图示出应用具有在给定的长度范围内的最大的序列长度的序列集的情形。在图9的(c)中示出的情形3示出获得三个子频带中每个信道系数的代表值的方法。在这里，具有相同的根值的序列集，或者具有不同根值的序列集可以用作具有相同长度的序列集，因为信道系数估计性能没有实质性变化。<建议5>用于支持基于fdr的多用户(ue)的自干扰信道估计的方法为了在支持fdr的多用户之间的自干扰信道的高阶的信道系数估计时最小化干扰，以上描述的序列集可以被分组并使用。以上提出的序列集可以考虑互相关用于估计高阶信道系数。但是，在估计多用户之间的自干扰信道时，可能在使用相同的频带的多用户之间在自干扰估计时段中产生干扰。为了最小化用户间干扰，可以使用根据用户(ue)而变化的序列集。此时，序列集之间的互相关需要被考虑。在当前的实施例中，提出了分组可以在fdr中操作的邻近用户之间使用的序列集的方法。在几个序列集之中可以保持互相关的序列集可以被分组并分配给多个邻近用户，由此在自干扰信道估计时可以最小化用户间干扰。为此，每个用户的可用的序列集组号可以经由物理层信号或者更高层信号来发送。例如，基站可以使用物理层信号，诸如物理下行链路控制信道(pdcch)、增强的pdcch(epdcch)等等，或者更高层信号，诸如无线电资源控制(rrc)信号，通知ue每个ue可用的序列集组号。同时，ue可以经由物理上行链路控制信道(pucch)等等通知基站每个ue可用的序列集组号。以下的实施例示出基于以上提出的实施例当nzc＝71时的序列集分组方法的设计。(1)在考虑第三阶的非线性自干扰信号分量的用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列集之中支持多用户的序列集分组方法在考虑到在自干扰信号之中的第三阶的信道系数执行估计时，可以执行分组，使得在[表2]中描述的33个序列集的所有序列相互地保持互相关。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。除了以下的[表7]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且通过以上描述的序列集配置方法各种表配置是可允许的。以下的[表7]示出考虑直至第三阶的zadoff-chu序列集的示例。【表7】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。(2)在考虑第五阶的非线性自干扰信号分量的用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列集之中支持多用户的序列集分组方法在考虑到在自干扰信号之中的第五阶的信道系数执行估计时，可以执行分组，使得在[表8]中描述的17个序列集的所有序列相互地保持互相关。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。除了以下的[表8]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且通过以上描述的序列集配置方法各种表配置是可允许的。以下的[表8]示出考虑直至第五阶的zadoff-chu序列集的示例。【表8】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。(3)在考虑第七阶的非线性自干扰信号分量的用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列集之中支持多用户的序列集分组方法在考虑到在自干扰信号之中的第七阶的信道系数执行估计时，可以执行分组，使得在[表9]中描述的11个序列集的所有序列相互地保持互相关。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。此外，除了以下的[表9]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且通过以上描述的序列集配置方法各种表配置是可允许的。以下的[表9]示出考虑直至第七阶的zadoff-chu序列集的示例。【表9】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。(4)在考虑第九阶的非线性自干扰信号分量的用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列集之中支持多用户的序列集分组方法在考虑到在自干扰信号之中的第九阶的信道系数执行估计时，可以执行分组，使得在[表10]中描述的7个序列集的所有序列相互地保持互相关。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。除了以下的[表10]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且通过以上描述的序列集配置方法各种表配置是可允许的。以下的[表10]示出考虑直至第九阶的zadoff-chu序列集的示例。【表10】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。(5)在考虑第十一阶的非线性自干扰信号分量的用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列集之中支持多用户的序列集分组方法在考虑到在自干扰信号之中的第十一阶的信道系数执行估计时，可以执行分组，使得在[表11]中描述的6个序列集的所有序列相互地保持互相关。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列的长度互质，所以序列的互相关属性满足。除了以下的[表11]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且通过以上描述的序列集配置方法各种表配置是可允许的。以下的[表11]示出考虑直至第十一阶的zadoff-chu序列集的示例。【表11】为此，表的值可以隐式地设置，并且用于发送可以经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)配置上述表的根值的规则可以被定义。<建议6>建议6描述考虑到tx链和rx链的非线性支持自干扰信道估计的方法。建议1至建议5基于仅考虑到在tx链的i/q混频器和功率放大器中的非线性而设计的序列。但是，除了tx链，甚至在rx链中，由于基带(bb)放大器，诸如低噪声放大器(lna)、i/q混频器或者可变增益放大器(vga)，也出现非线性。对于自干扰信道系数的精确的估计，可以考虑到tx链和rx链的非线性估计信道系数值。图10是示出在fdr环境下用于消除自干扰和接收的(rx)信号的fdr收发器块的图。在图10中，详细地示出对应于图5的rx链的部分。当基于等式10再次表示基于在图10中示出的接收信号经历模拟自干扰消除的接收信号yrfi[n]时，得到以下的等式15。【公式15】当经过lna之后的信号yrf2[n]在基带中被建模直至第三阶时，得到以下的等式16。【等式16】yrf2[n]＝klnayrf1[n]+α|yrf1[n]|2yrf1[n]其中，klna表示在lna中对应于线性分量的系数值，并且α表示在lna中对应于非线性分量的系数值。此外，已经经过i/q混频器和vga两者的ybb[n]在基带中被建模直至第三阶，得到以下的等式17。【等式17】这里kbb表示对应于已经经过i/q混频器和vga的线性分量的系数值，并且β和γ表示对应于已经经过i/q混频器和vga的非线性分量的系数值。当以上的等式17的ybb[n]由yrf1[n]的等式表示时，得到以下的等式18。【等式18】这里ai(对于i＝1,2,3,4)是由对应于各个阶的klna、kbb、α、β和γ组成的组合的系数值，并且z′[n]表示由rx链的非线性改变的噪声值(为了描述的方便起见，以上的等式18表示直至第三阶，并且例如可以扩展至第n阶)。ybb[n]的组合的系数值是硬件特征值，并且因此如果周围环境是固定的(如果接收信号的强度恒定)，则为常数。因此，在特定的时间期间预先采样的信号可以被层叠以计算每个组合的系数值。使用计算的值，考虑到通过rx链的非线性产生的失真，可以执行数字自干扰消除。但是，ybb[n]生成比在yrf1[n]中包含的阶更高的阶的分量。在这种情况下，由于可能包括中断序列的互相关的分量，所以需要考虑到具有由包含在ybb[n]中的阶生成的不同的根值的序列确定序列集。因此，序列集可以被配置，使得就根值而言，具有由tx链生成的k*u的根值的序列集和另外由rx链生成的序列不相同。例如，当考虑到在tx链中第三阶的非线性的自干扰信道分量再次表示yrf1[n]时，得到yrf1[n]＝hsi.1[n]su[n]+hsi.3[n]s3u[n]+z[n]，并且代入等式18，从而得到以下的等式19。【等式19】如果以上的等式19被根据阶重新排列，则得到以下的等式20。【等式20】对应于以上的等式20的每个阶的系数形式和序列形式如以下的[表12]所示。【表12】如以上的[表12]所示，当在tx链和rx链中考虑直至第三阶的非线性的分量时，生成具有对应于第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第九阶的各种分量的序列。在以上描述的示例中获得的值是作为对应于由tx链失真的自干扰信道的每个阶的信道系数a1hsi.1[n]和a1hsi，3[n]。如在建议1或者2中，使用具有对应于第一和第三阶的根值的序列集估计信道系数值，然后可以使用具有对应于第二阶的根值的序列更新在第一和第三阶中估计的值。将接收信号乘以基于具有对应于第二阶的2u的根值的序列s2u[n]形成的匹配滤波器得到的信号由以下的等式21表示。【等式21】在以上的等式21中，是由排除对应于第二阶分量的值的所有分量产生的噪声。如等式21所示，对应于第二阶的系数包含第一和第三阶的信道分量。因此，这个等式可以被更新为以下的等式22，使得先前地获得的第一和第三阶的信道分量被更加精确地估计。【等式22】其中k1或者k3是在从0到1的范围中用于更新的系数值，并且可以根据环境适当选择。如果k1或者k3具有1的值，则得到与经由建议1或者建议2获得的值相同的值。虽然在以上描述的示例中仅使用第二阶的分量更新信道系数值，但是可以使用除了在[表12]中描述的第二阶以外的另一阶更新信道系数值。以上提出的信道估计方法的过程如图11所示。图11是详细地示出用于自干扰信道的系数估计过程的图。在这里，在一个实施例中，指示最初估计的阶或者项的初始值被设置为1。参考图11，生成从k＝初始值(例如，初始值＝1)开始，并且具有k*u的根值的序列，并且将接收信号乘以由生成的序列形成的滤波器。然后，可以从接收信号估计第k阶的信道系数。在这里，步长被设置1，用于除k＝1以外的阶的信道估计。如果k小于k(例如，k＝5、7、9或者11)，则预先确定的值(例如，步长＝1)被增加，使得k变为3，并且作为生成具有k*u的根值的序列的方法，上述过程被重复，直到k变为大于k为止。图12是详细地示出信号减法概念被添加到的自干扰信道的高阶信道系数估计过程的图。在这里，在一个实施例中，指示最初估计的阶或者项的初始值被设置为1。参考图12，另一个过程被添加到图11的过程。添加下述过程，如果k小于k(例如，k＝5、7或者9)则加1，然后将具有k*u的根值的序列乘以估计的信道系数以生成第k阶的信号。对于除k＝1以外的阶的信道估计，步长被设置为1。添加从接收的信号中减去第k阶的估计的信号的过程。以上过程被重复，直到k再次变为大于k为止。<建议7>对于自干扰信道系数的精确的估计，考虑到tx链和rx链的非线性确定可用序列的根值。如上所述，为了考虑到tx链和rx链的非线性执行信道估计，与在以上建议3中使用的序列集不同地设置根值，使得在相同的序列集中不生成相同的部分。在以下的实施例中，将描述当nzc＝71时的序列设计被选择为在以上质数之中具有最大的值，并且在tx链和rx链中考虑直至第三阶的分量。(1)考虑在tx链中第三阶的非线性的自干扰分量，和在rx链中第三阶的非线性的自干扰分量，设计用于数字自干扰消除的zadoff-chu序列的方法为了考虑到在自干扰信号之中第三阶的信道系数执行估计，如以下的[表13]所示，可以使用总共15个序列集的一个。此时，由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列长度互质，所以序列的互相关属性满足。除了以下的[表13]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。除了以下的[表13]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且通过以上描述的序列集配置方法各种表配置是可允许的。以下的[表13]示出考虑直至第三阶的zadoff-chu序列集的示例。【表13】为此，以上的[表13]的值可以隐式地设置，并且可以定义用于经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)发送可以配置上述表的根值给使用fdr的发送侧和接收侧的规则。<建议7-1>经由信令使用的序列集可以被改变，以便考虑到自干扰消除性能确定是否考虑rxrf链的非线性。是否考虑rxrf链的非线性应根据天线/模拟自干扰消除性能来确定。例如，如果由于足够的天线/模拟自干扰消除性能使得残留自干扰(si)信号的强度在lna和vga的动态范围之内，则期望的fdr性能可以通过<建议1>至<建议6>的方案，考虑到txrf链的非线性经由信道估计获得，而无需考虑rxrf链的非线性。但是，如果由于天线/模拟自干扰消除性能的劣化导致残留自干扰(si)信号的强度超过lna和vga的动态范围，则应当考虑rxrf链的非线性。为此，在执行天线/模拟自干扰消除之后，需要测量残留自干扰信号的强度，并且测量方法将参考图13描述。图13是示出考虑残留自干扰信号的evm的示例的图。首先，误差矢量幅度(evm)用作测量接收信号的残留自干扰量的方法。evm是通过将发送信号和接收信号之间的矢量差除以发送信号的矢量大小而获得的。图13示出考虑自干扰功率的evm的示例。在fdr系统中，由于发送的信号是已知的，所以在数字域中接收的evm可以被计算，并且由于接收信号的功率电平大于发送的信号的功率电平几十db以上，所以自干扰信号的量可以与之比较。信道估计被用作测量每个接收信号的自干扰信号量的另一种方法。在模拟自干扰之后有效的信道可以基于发送信号中的参考信号来估计，并且可以测量残留si的绝对量。在执行天线/模拟自干扰消除之后的残留自干扰信号的强度可以使用以上方法来测量，并且立即确定是否考虑rxrf链的非线性。为此，可以定义在使用fdr的设备之间经由预先定义的信号(例如，物理层信号(pdcch、epdcch、pucch等等)，或者更高层信号(rrc信号等等)发送可以配置以上[表13]的根值，使得<建议1>至<建议6>的序列集和<建议7>的序列集被立刻改变的规则。<建议8>将描述支持考虑到tx链和rx链的非线性的支持fdr的多用户的自干扰信道估计的方法。为了在支持fdr的多用户(或者ue)之间的自干扰信道的高阶信道系数的估计时考虑到tx链和rx链的非线性来最小化干扰，建议7的序列集可以被分组并使用。建议7的序列集是考虑到tx链和rx链的非线性来估计高阶自干扰信道系数的序列集。但是，在多用户之间的自干扰信道的估计时，对应于高阶的序列间干扰可以在使用相同的频带的多用户之间在自干扰估计时段中产生。尤其是，甚至在仅考虑tx链时的不相同的序列中，在考虑rx链的非线性时可能产生起干扰作用的阶分量。因此，为了最小化用户间干扰，考虑到tx链和rx链的非线性，可以使用根据用户(或者ue)变化的序列集。此时，在序列集之间的互相关也可以被考虑。在这个建议中，提出了考虑到tx链和rx链的非线性，分组可以在以fdr操作的邻近用户之间使用的序列集的方法。在几个序列集之中可以保持低互相关的序列集可以被分组并分配给多个邻近用户，由此最小化在自干扰信道估计时由tx链和rx链的非线性产生的用户间干扰。<建议8-1>物理信道(pdcch、pucch、epdcch等等)，或者更高层信号(rrc信号)可用于用信号发送每个用户可用的序列集和序列集组。以下的实施例示出当nzc＝71时的序列集分组，并且基于以上的建议7的实施例考虑在tx链和rx链中直至第三阶的分量。(1)考虑到在tx链中的第三阶的非线性自干扰信号分量和在rx链中的第三阶的非线性自干扰信号分量的用于数字自干扰消除设计的zadoff-chu序列集之中的支持多用户的序列集分组方法设计在考虑到在自干扰信号之中第三阶的信道系数执行估计时，如[表12]所示，产生对应于几个阶的干扰。为此，可以执行分组，以便在[表13]中描述的15个序列集的不同组的序列之间保持低的互相关。也就是说，执行分组，以便在第一、第二和第三阶的信道系数估计时不产生由于高阶分量导致的干扰。例如，如果第四阶或者更高阶的序列的根值等于第一、第二和第三阶的序列的根值，则执行对其它组的分配。如果使用以上方法执行分组，则由于在任意序列集中包含的序列之间的根值的差值与序列长度互质，所以序列之间低的互相关属性满足。除了以下的[表14]，满足互质的其它的实施例也是可允许的。例如，集合1的第一阶的根值可以变为小于nzc(其不是1)的整数，并且通过以上描述的序列集配置方法各种表配置是可允许的。以下的[表14]示出考虑直至第三阶的zadoff-chu序列集的示例。【表14】为此，以上的[表14]的值可以隐式地设置，并且可以定义用于经由预先定义的信号(例如，物理层信号或者更高层信号)将可以配置上述表的根值发送给使用fdr的发送侧和接收侧的规则。如以上的[表14]配置组的理由将通过在图14中示出的表来描述。图14示出考虑第三阶的zadoff-chu序列集的实施例的表。图14的相同的阴影形状是在相同的序列集组中使用的根值，并且现在将描述配置不同的序列集组使得在第四至第九阶中使用的序列不在第一至第三阶中使用的方法。(2)当分配每个用户可用的序列集时，序列集组可以经由现有的映射表确认。由于唯一的序列集组可以根据序列集来确定，所以当使用fdr方案的设备(基站/ue)共享在图14中示出的表时，可以使用分配的序列集来确认该序列集组。此外，在ue的数目小的情形下，当序列集组被分配以便减小反馈量时，在相同的组中的序列集可以被任意地确定和使用，并且可以使用在该序列集组中的几个序列集执行盲估计。考虑到tx链和rx链的非线性，为了降低在支持fdr的多用户的自干扰信道估计时的干扰效果，使用idft-dft的方法在以上的等式11和等式13中，对应于每个阶的自干扰信道系数值经由在时间域中的序列的互相关属性来估计。但是，由于由与不同序列的互相关所引起的噪声，性能可能被限制。在数字自干扰消除中，根据自干扰信道的估计性能确定残留自干扰信号，并且显著地受到非常小的信道估计误差的影响。因此，存在对用于更加精确的信道估计的信道估计方案的需要。在本发明中，将描述通过应用基于变换域的信道估计方案获得更加精确的信道估计性能的方法。<建议9>为了提高在fdrue中高阶自干扰信道系数估计的精度，干扰可以经由idft-dft过程被抑制。通过将信号乘以基于具有k*u的根值的序列sku[n]形成的匹配滤波器获得的信号可以如以下的等式23所示表示。【等式23】当时间域中的序列经历dft时，频率域中的序列可以如以下的等式24所示表示。【等式24】其中n表示dft大小。为了从在等式24中获得的序列消除干扰，在一些频率部分之中的第a阶的分量经历迫零。执行迫零之后的序列如以下的等式25所示表示。【公式25】其中1a[m]是在m≤a的情况下具有1值，并且在m>a的情况下具有0值的函数。当频率域中的序列经历idft时，时间域中的序列可以如以下的等式26所示表示。【等式26】除要在等式26得到的序列中获得的分量以外的部分可以经由以上过程被部分地除去。经由以上过程改变的序列如图15所示。图15是示出由建议9提出的方案的详细过程及其效果的图，并且图16和17是示出基于图7和8的在图15中示出的过程的图。图16是示出基于dft的自干扰信道的系数估计的详细过程的图。在图16中，指示最初估计的阶的初始值被设置为1，并且步长被设置为1，用于其它阶的信道估计。参考图16，生成从k＝初始值(例如，初始值＝1)开始并且具有k*u的根值的序列，并且将接收信号乘以由生成的序列形成的滤波器。如上所述，步长被设置为1。然后，执行n点dft，执行补零，然后执行n点idft。此后，可以从接收信号估计第k阶的信道系数。如果k小于k(例如，k＝5、7、9或者11)，则预先确定的值(例如，步长＝1)被增加，使得k变为2，并且作为生成具有k*u的根值的序列的方法，以上过程被重复，直到k变为大于k为止。图17是示出基于dft的信号减法概念被添加到的自干扰信道的高阶信道的系数估计的详细过程的图。在图17中，在一个实施例中，指示最初估计的阶的初始值被设置为1，并且步长被设置为1，用于其它阶的信道估计的。在以上的等式24至26中，在当前的方法中具有m＝0的特殊情形等同于建议1和2的方法。在图17中，另一个过程被添加到图16的过程。添加下述过程，如果k小于k(例如，k＝5、7或者9)，则加1，然后将具有k*u的根值的序列乘以估计的信道系数以生成第k阶的信号。如上所述，对于自干扰信道估计，步长被设置为1。添加从接收的信号中减去第k阶的估计的信号的过程。以上过程被重复，直到k再次变为大于k为止。前面提到的实施例是通过以预先确定的方式组合本发明的结构单元和特征来实现的。结构单元或者特征中的每个应该被认为是选择性的，除非单独指明。结构单元或者特征中的每个可以无需与其它的结构单元或者特征结合来实现。此外，某些结构单元和/或特征可以相互结合以构成本发明的实施例。在本发明的实施例中描述的操作顺序可以变化。一个实施例的某些结构单元或者特征可以被包括在另一个实施例中，或者可以用另一个实施例的相应的结构单元或者特征替换。另外，显然的是，引用特定权利要求的某些权利要求可以与引用除了该特定权利要求之外的其他要求的其他权利要求相结合以构成实施例，或者在申请被提交之后，通过修改增加新的权利要求。本领域技术人员应该理解，不脱离本公开的精神和基本特征，本发明可以以除在此处阐述的方式之外的其他特定的方式实现。以上所述的实施例因此将在所有方面被解释为说明性的而不是限制性的。本公开的范围将由所附权利要求书及其合法的等同物确定，而不由以上的描述确定，并且出现在所附权利要求书的含义和等效范围内的所有变化意欲被包含在其中。工业实用性由使用fdr方案的装置估计非线性自干扰信号信道的方法工业上可适用于各种无线通信系统，诸如3gpplte/lte-a系统或者5g通信系统。当前第1页12