电容性传感器测试的制作方法

本申请涉及与电容性传感器的测试有关的设备和方法。

背景技术：

电容性传感器（也称为电容性换能器）对要通过传感器的电容的改变而测量的物理量做出响应，该改变进而可以被适当的读出电路检测。这样的电容性传感器的示例包括压强传感器或麦克风。近来，这样的电容性传感器已经越来越多地被实现为微机电系统（mems），其中传感器本身连同附加电路一起可以例如被实现在单个硅芯片管芯上。具有两个或更多分离的管芯（例如，一个管芯具有机械传感器并且一个管芯具有电子电路）的实现方式。在这样的情况下，分离的管芯可以例如利用其他技术（比如硅穿孔（tsv））而引线接合或连接。

这样的电容性传感器通常包括可移动膜以及一个或多个背板，在该膜与该一个或多个背板之间形成电容。要测量的物理量（例如，压强或声音）使该膜移动，从而改变该膜与该一个或多个背板之间的电容。在差分实现方式中，膜被布置在两个背板之间，从而形成两个电容。当膜移动时，（处于膜与背板中的一个之间的）电容之一增加，而（在膜与背板中的另一个之间形成的）另一个电容减小。为了读出传感器，将偏置施加到电容。电容的改变然后引起输出信号。

存在用于读取这样的电容性传感器的各种一般方案。第一方案在本文中被称为恒定电压偏置。在该方案中，偏置电压被保持为恒定，并且电容的改变使电流流动，其充当输出信号。另一个方案在本文中被称为恒定电荷偏置。此处，电容经由高阻抗连接而偏置。当电容改变时，电容上的电荷至少在电容变化的典型时间尺度上保持实质上恒定，这是因为：由于高阻抗，电荷不能足够快地离开电容。这引起电压信号的生成，该电压信号可以经由高阻抗放大器而读出。

当制造这样的电容性传感器时，电容可以例如由于工艺变化而变化。此外，在差分传感器的情况下，在以上提及的膜的静止位置中可具有名义上相等的值的电容可能由于这样的工艺变化而事实上具有不同值。出于这些和其他原因，对传感器进行测试例如以便测量电容或电容之间的差异是合期望的。

已经针对这样的测量做出各种方案，其通常涉及将测试信号施加到传感器。虽然这些方案中的许多相当适合于正在恒定电压偏置方案中使用的传感器，但它们可能不完全适合于恒定电荷偏置方案。特别地，在恒定电荷偏置方案中，可能处于gω范围或更高范围中的所使用的高阻抗实际上充当具有比较慢的时间常量的滤波器，这使施加合适的测试信号而不干扰传感器的实际操作变得困难。

技术实现要素：

根据一方面，提供了一种传感器设备，包括：电容性传感器；以及电压源，其被配置成提供偏置电压。电压源经由高阻抗组件耦合到电容性传感器的端子，所述高阻抗组件提供至少1mω的欧姆电阻。传感器设备还包括测试信号生成器，其被配置成提供测试信号，其中测试信号生成器经由不包括高阻抗组件的路径耦合到电容性传感器的端子。

根据另一方面，提供了一种方法，包括：经由高阻抗组件将偏置电压施加到电容性传感器的端子，所述高阻抗组件具有至少1mω的欧姆电阻；以及经由排除高阻抗组件的路径将测试信号施加到电容性传感器。

根据又一方面，提供了一种传感器设备，包括：差分电容性传感器，其包括第一可变电容和第二可变电容；以及偏置电压源。偏置电压源与高阻抗组件的第一端子耦合，并且高阻抗组件的第二端子与第一可变电容和第二可变电容之间的节点耦合。传感器还包括测试信号生成器，其中测试信号生成器的输出与交流电（ac）耦合电容的第一端子耦合，并且ac耦合电容的第二端子与第一高阻抗组件的第二端子耦合。又进一步，所述传感器设备包括耦合在第一可变电容和参考电压之间的第二高阻抗组件、耦合在第二可变电容和参考电压之间的第三高阻抗组件、耦合到第一可变电容的第一高阻抗放大器以及耦合到第二可变电容的第二高阻抗放大器。

以上发明内容仅意图给出对一些实施例和方面的一些特征的简要概览，且不被解释为进行限制，这是由于实现方式还可以具有与以上讨论的特征不同的特征。

附图说明

图1是用于解释用于实施例的应用环境的示图。

图2是根据实施例的传感器设备的示意性框图。

图3是根据实施例的传感器设备的电路图。

图4示出了图示一些实施例的操作的示意性示例信号。

图5是根据实施例的传感器设备的电路图。

图6是根据实施例的传感器设备的电路图。

图7a和7b图示了针对实现方式的仿真结果。

图8是根据实施例的方法的流程图。

图9图示了用于解释一些实施例的一些特征的示例灵敏度曲线。

具体实施方式

在下文中，将参考附图来详细描述各种实施例。这些实施例仅通过示例的方式给出，且不应被解释为进行限制。例如，虽然可以利用众多细节、特征或元件来描述实施例，但这不应被解释为指示所有这些细节、特征或元件对于实现方式而言是必要的。取而代之，在其他实施例中，这些细节、特征或元件中的一些可以被省略，以及/或者被可替换细节、特征或元件所替代。此外，在除明确描述或在附图中示出的特征或元件外的实施例中，可以提供附加特征或元件，例如在电容性传感器设备中常规使用的特征或元件。

在附图中示出或在本文中描述的任何连接或耦合可以是直接连接或耦合（即，没有居间元件（比如，简单的金属线或层）的连接或耦合），或者还可以是包括一个或多个附加居间元件的间接连接或耦合，只要实质上维持连接或耦合的一般目的例如以便传输某种信息或某种信号或者执行某种控制即可。来自各种实施例的特征可以被组合以形成另外的实施例，除非互相排斥。针对实施例之一描述的变型和修改还可以适用于其他实施例。

贯穿附图，相似的元件利用相同的参考标号而指定，并且为了简明，将不详细重复对应描述。这不应被解释为指示所有这些特征必须在各种实施例中以完全相同的方式实现。

虽然在一些实施例中出于说明的目的而给出数值作为示例，但这些数值仅服务于进一步说明的目的，且不应被解释为进行限制，这是由于实际实现方式中的值可以取决于实现方式细节而变化。

如本文中使用的术语电路不限于包括多个电路组件的电路，而是还可以指代仅具有单个组件（例如，单个电容器）的电路。

一些实施例涉及使用恒定电荷偏置和电压读出的传感器设备。作为一些实施例的详细描述的前奏，参考图1，将解释具有这样的恒定电荷偏置的传感器设备，以使得能够更好地理解其中可以实现一些实施例的环境。

图1中图示的传感器设备包括差分电容性传感器，其被表示为可变电容12a和12b。这样的传感器可以例如是麦克风或压强传感器。传感器可以被实现为微机电系统。在一些实施例中，这允许在单个硅芯片管芯上连同图1中示出的电路或其部分一起的实现。例如，如图1中所示，传感器可以被实现为具有两个背板19、110之间的可移动膜111。电容12a可以例如是背板19和膜111之间的电容，并且电容12b可以是背板110和膜111之间的电容。当膜111由于要测量的物理量（例如，压强或声波）而移动时，随着膜111位移，电容12a、12b改变其值。还可以使用其他传感器实现方式。

在图1中图示的恒定电荷偏置方案中，电容12a、12b之间的节点（例如，膜111）被由电压源10生成的偏置电压vbias经由高阻抗11而偏置。高阻抗11可以例如具有超过1mω、超过10mω或超过100mω（例如大约1gω或更高）的欧姆电阻。电容12a和12b之间的节点处的作为结果的电压（例如，膜111处的电压）在图1中被标记为vm。

vp指定电容12a处（例如，背板19处）的电压，并且vn指定电容12b（例如，背板110）处的电压。电容12a是利用参考电压vref经由高阻抗13来偏置的，并且电容12b（例如，背板110）是利用vref经由高阻抗14来偏置的。高阻抗13、14均可以具有下述欧姆电阻：至少一mω，例如10mω或更多、100mω或更多，例如大约一gω或甚至更多（10gω或大约100gω）。

由于所施加的信号（例如，引起膜111的移动的声压）而引起的电容的改变导致电压的改变，在图1中示意性地示为vp(t)和vn(t)。电压被具有高阻抗输入的放大器15、16放大。可以在输出17、18处分接（tap）输出信号，并对该输出信号进行评估以确定所测量的物理量（例如，压强或声音）。

在物理量的测量期间，电容12a、12b上的电荷至少在vp(t)和vn(t)的变化的时间尺度上保持实质上恒定，这是由于高阻抗防止了电流的快速流动（对应于电荷的改变）。

一般地，经过电容器的电流由其电荷相对于时间的变化给出。

（1）。

在等式（1）中，ic是经由电容器的电流，q是电容器的电荷，c是电容器的电容，并且v是跨电容器的电压。要测量的物理量引起电容的改变（dc/t≠0）。在恒定电荷偏置中，没有电流流动（ic=0），并且因此，根据等式（1），发生电压改变（dv/dt≠0）。类似地，通过使电压发生变化，可以引起电容的改变。

在实施例中，如将在下文中更详细讨论的那样，为了独立于要测量的物理量（例如，对于静止位置，在没有施加声音的情况下）而测量电容12a、12b，需要将交流电（ac）测试信号施加于电容12a、12b之间的节点。然而，由于高阻抗11的滤波效应，提供这样的ac测试信号叠加在vbias上可能是困难的。此外，必须注意，电容12a、12b上的电荷在施加测试信号时保持实质上恒定，以便不干扰物理量的测量。类似的考虑适用于被施加于vref的测试信号，其中高阻抗13、14连同电容12a、12b一起充当低通滤波器。

图2图示了根据实施例的提供针对可以如何施加这样的测试信号的机制的传感器设备。

图2的传感器设备包括差分电容性传感器22，例如，如电容12a、12b所表示和/或如参考图1中的19、110和111所解释。差分电容性传感器22（例如，其电容之间的膜或中间节点）被传感器偏置电路20经由高阻抗21来偏置。高阻抗21可以是例如1mω或更多、10mω或更多、100mω或更多、或者甚至在gω范围中。

差分电容性传感器22的输出（例如，图1中的vp、vn）在图2中被标记为25和26。

图2的设备附加地包括测试信号生成器24，其经由ac耦合23将测试信号施加于高阻抗21和差分电容性传感器22之间的节点。ac耦合23是阻塞dc（直流电）信号但令ac（交流电）信号至少在某种程度上通过的耦合。可以例如使用一个或多个电容器来实现ac耦合23。

以此方式，测试信号可以被施加于差分电容性传感器22而没有高阻抗21提供低通滤波。

然后可以经由评估电路27来评估差分电容性传感器22对由测试生成器24生成的测试信号的响应。评估电路27可以例如被实现为专用集成电路（asic）或具体编程的微处理器，但不限于此。响应于评估，评估电路27然后可以例如校准差分电容性传感器22，可以调整偏置电压（例如，如传感器偏置电路20所提供），或者可以采取其他动作，例如存储值以用于文档化目的。该分析和对该分析做出响应的可能性的一些细节将在下文中进一步解释。

图3图示了传感器设备的另外的实施例。图3的传感器设备基于图1的传感器设备，并且为了避免重复，相似元件承载相同参考标号且将不再次详细描述。

除了已经参考图1描述和讨论的组件之外，图3的传感器设备还包括测试信号生成器30，其生成ac测试信号。ac测试信号可以例如是实质上矩形的信号，如在图3中图示的那样，其可以是至少部分地使用数字电路来容易地生成的。然而，在实施例中可使用的测试信号不限于在图3中示出的波形，而是还可以使用其他波形，例如正弦波形。

由测试信号生成器30生成的对应于测试电压vtest的测试信号经由由电容31（也标记为ctest）实现的ac耦合而施加于电容12a和12b之间的节点。特别地，测试信号被施加于高阻抗11与电容12a和12b之间的节点之间，如图3中所示，使得由于高阻抗11而引起的滤波不是对于施加ac测试信号而言的显著问题。当施加ac测试信号时，电压vp、vn响应于此而展现出时间行为，如还在图3中针对vp(t)和vn(t)示意性地图示的那样。可以经由放大器15、16读出对测试信号的这些响应。因此，在图3的实施例中，当感测到期望的物理量时，放大器15、16被用于测试目的和用于传感器的正常读出二者，如图3中图示的那样。虽然在图3中示出了其中放大器15、16用于读出的简化电路图，但在实施例中可以使用任何常规读出方案，例如常规开关电容器读出方案。解调电路（例如，图2的评估电路27）可以输出耦合到放大器15、16的输出（即，到端子17、18）以评估信号vp(t)和vn(t)，其可以例如涉及基于ac测试信号的解调。特别地，在一个实施例中，ac测试信号可以使用晶体振荡器或用于例如计时目的的其他片上参考振荡器而生成。cmos驱动器或cmos驱动器链然后可以用于提供具有足够强度的ac测试信号，如所期望的那样。解调电路可以基于开关电容器。

如此生成的测试信号可以是cmos兼容的，且可以从在芯片上可用的振荡器导出，这实际上是在大部分芯片中的情况。例如，常规地，这样的振荡器可以用于启动/定时/计时目的，例如以便对电荷泵计时。由于电容31而引起的测试信号在节点vm处在较高电压处移位。

特别地，电容12a、12b充当电容性分压器，其将所施加的测试信号拆分成vp(t)和vn(t)。在电容12a、12b具有相同值的情况下，信号vp(t)和vn(t)应当相等。在不同电容的情况下，信号不相等。

这在图4中图示。图4示出了针对没有不对称性（电容12a、12b相等；图4中信号的左列）的情况和针对不相等电容12a、12b（图4中信号的右列）的示例信号。应当注意的是，图4中图示的信号仅仅充当用于解释构成一些实施例的基础的一些原理的简化示例，并且实际信号波形可以不同。

所施加的测试信号（图4中的第一行）对于这两种情况而言相等。在没有不对称性的情况下，信号vp(t)和vn(t)相等，并且信号之间的差vpn,diff(t)（图4中的最后一行）是零。相比而言，在电容不平衡的情况下，信号vp(t)和vn(t)不相等（图4的右列中的实线；虚线示出左列的信号以供参考），并且差信号vpn,diff(t)在至少一部分时间不同于零。以此方式，可以检测到例如由于制造容限而引起的电容不平衡。稍后将讨论这样的测量的应用。

在一些实施例中，图3中示出的电路可以完全由标准cmos（互补金属氧化物硅）工艺来实现。在其他实施例中，可以使用其他制造工艺。在一些情况下，（例如，大约5pf的）比较大的电容可以是必要的作为电容31，以便能够施加具有充分准确度和强度的测试信号。由于这样的电容需要（例如，大约200µmx200µm的）比较大的电路面积，因此在一些实施例中，它可以被实现为外部电容。在其他实施例中，在电荷泵中使用的电容可以附加地用作电容31，使得不需要附加电容。

例如，在许多应用中，电压vm需要比较高（例如，大约9到11v），并且因此，偏置电压vbias也需要在该范围中。这样的电压比通常的cmos供给电压更高，通常的cmos供给电压通常是例如5v、3.3v或以下。为了生成这样的高电压，偏置电压生成器10可以包括电荷泵，其将标准供给电压转换成对于偏置而言需要的更高电压。这样的电荷泵通常需要高电容。这些电容之一然后可以附加地用作电容31以提供用于信号的ac耦合。开关可以被提供以在需要测试时将该电容耦合到测试信号生成器30和电容12a、12b（即，到传感器）。特别地，这样的电容常规地用在电荷泵中以使电荷泵输出平滑，这是由于否则电荷泵具有残余波纹，其在输出信号中将是噪声贡献。由于高阻抗11，这样的电容常常在数十pf的数量级，以具有低于音频带宽的极点，且因此也可以用作电容31。

图5图示了根据另外的实施例的传感器设备。

在图5中，图示了更详细的实现方式，其基于图3的实施例，并且相似的元件再次承载相同参考标号。标号50一般指定负责具有电容12a、12b的传感器54的高电压高欧姆偏置的部分。部分50包括偏置电压源10，其如已经讨论的那样可以使用电荷泵而实现。为了提供到传感器54的高阻抗耦合，提供了如所示的那样耦合的电阻器51（例如具有1mω或更多、10mω或更多、100mω或更多或者甚至在gω范围中的欧姆电阻）和偏置电容52。电阻器51和电容52形成图3的高阻抗11的示例。其他实现方式也是可能的。

标号53一般指定用于施加测试信号的电路部分，其如已经参考图3讨论的那样包括测试信号源30和电容31。如已经解释的那样，电容31可以是也在偏置电压生成器10的电荷泵中使用的电容。

标号55a和55b指定用于电容12a、12b（例如用于如参考图1解释的传感器的背板（例如，背板19、110））的偏置级。它们包括高欧姆电阻器56、57（例如，具有1mω或更多、10mω或更多、100mω或更多或者甚至在gω范围中的欧姆电阻），其分别是图3的高阻抗元件13、14的示例。标号510a和510b一般指定电路的高输入阻抗放大器级，其分别利用如已经参考图3讨论的具有输出17、18的放大器15、16而实现。

此外，在图5中，图示了寄生电容58、59。这样的寄生电容可以包括放大器15、16的输入级的有源寄生效应（例如，输入晶体管的栅极电容）、例如处于传感器54的背板与衬底之间的寄生效应和/或例如由引线接合引起的寄生效应。这样的寄生电容影响如先前解释的那样由电容12a、12b形成的分压器。还可以以关于图4图示的方式检测由这样的寄生电容引起的不对称性。这样的寄生电容还可以由双芯片解决方案引起，其中例如，在分离的芯片管芯上提供传感器54和电路的其他部分。这样的寄生电容通常在组装中被良好地控制。然而，可以如参考图4解释的那样测量由这些电容引起的偏移并通过校准来补偿该偏移。

在图5的实施例中，提供了到放大级510a、510b（也称为前端或其部分）的dc耦合。在其他实施例中，可以提供ac耦合。在图6中示出了具有这样的ac耦合的传感器设备的示例。在图6中，偏置级55a、55b已经分别被偏置级60a、60b所替代。以其他方式，图6的实施例对应于图5的实施例，并且因此，将仅详细讨论偏置级60a、60b以避免重复。

在图6中，偏置级60a、60b中的每一个包括：两个偏置电阻器61、63，在偏置级60a的情况下耦合到参考电压vref；以及两个偏置电阻器65、67，在偏置级60b的情况下耦合到vref。电阻器61、63、65和67均可以具有一mω或更多、10mω或更多、100mω或更多或者甚至在gω范围中的欧姆电阻。此外，提供了ac耦合电容器62、66，其提供传感器54和放大器级510a、510b之间的ac耦合。在该方面中ac耦合特别地如先前针对由电容器31提供的ac耦合而解释的那样意指dc信号实质上被阻塞。标号64、68指定寄生电容。

电容器62、66的电容值cac处于几pf的范围中，且因此当与寄生电容64、68串联时是可忽略的，寄生电容64、68表示放大器15、16的输入寄生效应。电容64、68可以具有大约几百ff的电容值。电容器62、66的值cac特别地被选择成使得在传感器54是麦克风（通常具有20-80hz的下界）的情况下的典型音频信号或要测量的其他信号（例如，压强信号）经由电容62、66而传输。换言之，电容62、66实质上充当具有转角频率的高通滤波器，使得音频信号或者其他期望信号可以通过。

由于电容62、66具有由于寄生电容而引起的实质上可忽略的效应，如所解释的那样，因此与图5的dc耦合相比，传感器54的操作及其读出（特别是传感器54的灵敏度）并不显著地被图6中图示的ac耦合的读出所更改。

为了进一步说明实施例的操作，图7a和7b图示了针对如上公开的在静止位置（即，没有要测量的比如声音或压强之类的信号）中具有两个电容12a、12b之间的变化的不平衡性的示例设备的仿真结果。图7b图示了针对不同不平衡性的测试信号的一个循环内的曲线。在图7b中示出的示例中，测试信号的循环长度（周期）是1µs。图7b中的曲线图示了在一个周期内的差分输出信号（实质上对应于图4的最后一行的信号）vpn,diff(t)。

图7a示出了在电容不平衡性（即，电容之间的差）上针对具体时间（即499ns）的图7b的曲线的值。如可以看到的那样，在仿真示例中，存在实质上线性的关系。因此，可以测量电容不平衡性。应当注意的是，在图7a和7b中给出的数值、周期长度等仅服务于说明目的，并且电压值、时间值等可以取决于实际实现方式而变化。

因此，如从图7a和7b中可见，可以测量电容不平衡性。这些进而可以用于确定传感器性质，比如拉入（pull-in）电压，和/或可以用于校准目的，其将参考图8和9进一步解释。

图8是图示了根据实施例的方法的流程图。图8的方法可以例如使用先前讨论的传感器设备而实现，并且图8的方法的执行可以由比如图2的评估电路27之类的控制器来控制。然而，图8的方法还可以适用于其他传感器设备。此外，虽然图8的方法被表示为一系列动作或事件，但这些动作或事件被呈现和示出的次序不应被解释为进行限制。例如，动作或事件中的一些可以同时被不同电路部分执行，以及/或者可以重复或连续地执行。

在80处，将测试信号施加于偏置阻抗（特别地，如上讨论的那样，具有多于一mω的欧姆电阻的偏置阻抗）与传感器之间的节点。在特定实现方式中，测试信号可以被施加于偏置阻抗与处于差分电容性传感器的两个电容之间的节点（例如，如先前讨论的两个背板之间的可移动膜）之间的节点。在实施例中，经由ac耦合来施加测试信号。使用ac耦合可以防止节点以dc电流的形式放电。

在81处，测量传感器的信号输出。例如，可以测量信号vp(t)和vn(t)，如参考图3和4讨论的那样。在82处，可以基于信号输出来确定传感器性质或传感器的状态。例如，可以确定电容不平衡性，如参考图7a和7b讨论的那样，或者，可以确定拉入电压。拉入电压是用于偏置的电压（例如，在先前讨论的实施例中，vbias），其中传感器结构由于静电力而崩溃，例如通过将膜拉向背板之一。当达到拉入电压时，传感器的灵敏度降低。另一方面，对于许多实现方式，灵敏度保持朝向拉入电压而提高，使得为了在一些情况下获得高灵敏度，选择仅略微低于拉入电压的偏置电压可以是合期望的。

可以由图8的方法通过扫描偏置电压（例如，从0向上）并且重复执行关于80和81描述的操作来检测拉入电压。由于当达到拉入电压时，膜例如被拖到背板之一，因此在此时，电容不平衡性显著增加。因此，通过在扫描期间监视电容不平衡性，可以检测拉入电压。

拉入电压可以取决于用于制造相应传感器的工艺条件（工艺变化）而变化，或者还可以取决于其他参数而变化。这现在将参考图9加以解释。

图9图示了不同传感器类型的偏置电压上的示例传感器的灵敏度。曲线90和91与具有标称性质（即，如设计的那样）的传感器设备有关，曲线92和93是针对其中拉入电压由于工艺变化而显著较低的情况的示例曲线，并且曲线94和95示出其中拉入电压由于工艺变化而显著较高的示例情况。

线96指定-38dbv/pa（分贝伏特每帕斯卡）的灵敏度，并且线97标记-40dbv/pa的灵敏度。

曲线90、92和94示出当偏置电压vbias从0v斜升到15v时的灵敏度。在每一种情况下，在特定电压处，发生迅速下降，对于曲线90，大约12v，对于曲线92，在大约10v，并且对于曲线94，在大约14.2v。这对应于拉入电压，其中结构崩溃并且因此灵敏度显著下降。曲线91、93和95示出当偏置电压再次从15v斜降到0v时的情况。由于迟滞效应，灵敏度仅在低于拉入电压的电压处被恢复。在其处灵敏度再次达到拉入前的值的电压可以被称为释放电压。当如参考图8讨论的那样扫描和测量电容不平衡性时，可以通过电容不平衡性的显著降低来检测该电压。

此外，在图9中，在灵敏度达到或处于-38dbv/pa处，坐标被标记（x是偏置电压，并且y是灵敏度）。如可以看到的那样，对应偏置电压显著变化。

现在返回到图8，在83处，可以做出对传感器性质或传感器状态（例如，检测到的拉入状态）的某种响应。例如，如果在82处检测到拉入状态，则电压可以被设置成参考图9解释的释放电压以恢复灵敏度。如果检测到静止位置处的电容不平衡性，则这可以用于校准目的，例如以便补偿由电容不平衡性引起的偏移。此外，通过测量拉入电压，如参考图9所描述，可以将偏置电压设置得略低于拉入电压（例如低于拉入电压1v或2v），以确保高灵敏度和/或高信噪比。提供较高偏置电压提高了信噪比（snr），这是因为跨传感器电容的较高电压降（vbias-vref），其导致由传感器生成的较高信号幅度。因此，对于固定量的噪声，信噪比对于较高偏置电压而言较高。通过测量拉入电压并且将偏置电压设置得略低于拉入电压，可以优化相应传感器的信噪比。

在常规方案中，偏置电压必须被设置成使得不达到拉入电压，无论相应传感器的相应拉入电压（如以上解释的那样，其可能由于工艺变化或其他因素而变化）如何。例如，在图9的情况下，常规方案中的偏置电压可以被设置成8v，以对于所有情况都必定低于拉入电压，然而，这导致根据曲线94、95而表现的针对传感器的比较低的灵敏度。偏置电压的这样的设置可以例如由评估电路（比如图2的评估电路27）来控制。如果偏置电压被设置在释放电压和拉入电压之间，在要测量的高信号强度（例如，在麦克风的情况下的高声压）处，拉入可能发生。该拉入同样可以由以上讨论的测量方法来检测，并且然后，可以施加释放电压以重置麦克风。

在其他实施例中，自校准可以通过自校准例程而执行，该自校准例程扫描偏置电压，且针对每一个步长测量灵敏度，并且偏置电压然后被编程成根据目标灵敏度的值（例如在图9的示例中，-38dbv/pa），以确保所有传感器具有相同的灵敏度。

这样的偏移还可能由于微机械传感器中的制造残余应力。

应当注意的是，如以上讨论的测试测量还可以在后台中运行，同时传感器正在实际操作，例如同时麦克风传感器正在记录语音。对于这样的应用，例如，测试信号的频率可以被选择成处于要测量的信号的范围之外（例如，在语音记录的情况下处于语音频率范围之外），并且然后，滤波（低通滤波器/高通滤波器）可以用于将传感器对测试信号的响应与传感器对由要测量的物理量（例如，声波）引起的信号的响应相分离。这样，例如，可以检测在声音记录期间的拉入，并且可以触发重置。

如以上所提及，由于用于耦合测试信号的ac耦合（例如，图2的23或电容器31），偏置电压（例如，vbias）可以被设置成实质上任何值而不影响测试测量。这还可以用于测量变化的vbias对电容不平衡性的影响，例如，到使静电力不同的初始机械偏移。

在一些实现方式中，传感器设备可以具有所谓的低阻抗模式（低z模式），其中例如图3的阻抗11被桥接以用于启动和快速稳定（settling）。以上实施例的测试方案还与这样的低z模式兼容。

如从各种实施例的以上描述、可替换方案和修改中显而易见，本申请不应限于任何特定实施例，并且实施例仅作为示例而给出。