一种滤波OFDM系统的子带滤波处理方法与流程

本发明涉及的是一种子带滤波处理方法，特别是一种滤波ofdm系统的子带滤波处理方法。

背景技术：

作为现代无线通信技术的关键技术之一，正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)技术具有良好的抗多径能力、高效的频带利用率等众多优点，在高速无线宽带数据传输等方面被广泛应用。然而ofdm自身也存在着带外泄露严重、业务灵活性不足、对定时和频率偏移敏感等问题，已不能满足人们日益丰富的通信需求。因此提出滤波ofdm(filtered-ofdm)，系统通过子带分离和滤波技术，在指定的带宽内包含多个相互独立的ofdm系统。和ofdm所不同的是，为了控制子带间的干扰，滤波ofdm使用的是子带级的滤波，即在每个子带数据经过处理得到ofdm信号后，进行滤波处理再由发射端发送。由于各子带所占据的频谱资源是不同的，子带滤波器的中心频率也随之不同，因此需先设计出基带的原型滤波器，再根据各子带的具体位置进行滤波器的频谱搬移。

目前ofdm系统中通常实现滤波的方式是在时域进行线性卷积，即将待滤波的ofdm信号与滤波器的时域脉冲响应进行卷积。当滤波器的阶数较小时，线性卷积的复杂度在可接受的范围内。但为了能够较好地抑制带外泄露，削弱子带间干扰，从而减少带宽在保护频带上的损耗，进一步提高系统的频谱利用率，滤波ofdm所采用的滤波器阶数通常较大。因此在时域进行线性卷积时，复数乘法计算次数将大大增加，导致系统实现的复杂度过大。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种能够在维持系统可靠性的前提下，大幅降低系统计算复杂度的滤波ofdm系统的子带滤波处理方法。

本发明的目的是这样实现的：

步骤一、经过ofdm调制后得到的子带的待滤波数据为x(n)，用窗函数法设计出子带滤波器的抽头系数为f(n)；

步骤二、将待滤波数据x(n)按照每段长为m进行分段，并在第一段数据前添加l-1个零，其中l是滤波器的长度，在其余的每段数据前都添加前一段数据尾部的l-1个数据，得到新的长度为nsf＝m+l-1的待滤波数据xi(n)，i＝0,1,2,…；

步骤三、将长度为l的滤波器时域响应f(n)尾部添加nsf-l个零至长度为nsf后，对其进行长度为nsf的快速傅里叶变换，得到子带滤波器的频域响应，通过快速傅里叶变换将新的待滤波数据xi(n)从时域变换到频域；

步骤四、将新的待滤波数据和子带滤波器的频域响应对应点相乘，得到待处理的滤波后数据的频域响应，再通过快速傅里叶反变换将其从频域变换到时域得到待处理的滤波后数据si′(n)；

步骤五、将待处理的滤波后数据si′(n)的前l-1个数据删去后，按照步骤二中数据分段的顺序进行重组，得到最终所需的滤波后的数据s(n)。

本发明还可以包括：

1、确定待滤波数据的步骤为：发射端首先将系统带宽分为若干个子带，对每个子带上的用户数据分别进行正交振幅调制，然后进行子载波映射，再将所得数据进行快速傅里叶反变换和添加循环前缀，得到的ofdm信号即为所需的待滤波数据。

2、nsf的取值为2的整数次幂。

本发明提出了一种能够在维持系统可靠性的前提下，大幅降低系统计算复杂度的滤波ofdm系统的子带滤波处理方法。本发明与现有技术相比较具有下述有益的技术效果：

仿真实验结果表明，本发明相比于原有的滤波ofdm具有更低的实现复杂度，并且能够达到原有滤波ofdm的误码率性能。它不仅保留了滤波ofdm的抑制带外泄露的能力，提高了频谱利用率，拥有传统ofdm所不具备的灵活性，各子带能够配置不同的循环前缀长度、子载波间隔等参数，而且改善了滤波ofdm由于滤波器的阶数较大而产生的实现复杂度较高的问题，从而更有利于实际的应用，提高系统的工作效率以及稳定性。

附图说明

图1是本发明的系统工作流程框图；

图2是本发明中频域滤波数据分组示意图；

图3是本发明中频域滤波数据重组示意图；

图4是本发明与现有方法的功率谱密度比较图；

图5是本发明与现有方法的误码性能比较图。

具体实施方式

下面举例对本发明做更详细的描述。

由于滤波ofdm系统含多个子带，且各子带的参数可独立配置，为便于描述和理解，本发明仅以基带的原型滤波器为例，阐述子带滤波处理方法，其余子带的处理方法以此类推，将频谱进行搬移即可。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：

s1、建立滤波ofdm系统模型，设经过ofdm调制后得到的子带的待滤波数据为x(n)，用窗函数法设计出子带滤波器的抽头系数为f(n)；

s2、将待滤波数据x(n)按照每段长为m进行分段，并在第一段数据前添加l-1个零，其中l是滤波器的长度。在其余的每段数据前都添加前一段数据尾部的l-1个数据，得到新的长度为nsf＝m+l-1的待滤波数据xi(n)，i＝0,1,2,…；

s3、将长度为l的滤波器时域响应f(n)尾部添加nsf-l个零至长度为nsf后，对其进行长度为nsf的快速傅里叶变换(fastfouriertransform，fft)，得到子带滤波器的频域响应。通过fft将新的待滤波数据xi(n)从时域变换到频域；

s4、将新的待滤波数据和子带滤波器的频域响应对应点相乘，得到待处理的滤波后数据的频域响应，再通过快速傅里叶反变换(inversefastfouriertransform，ifft)将其从频域变换到时域得到待处理的滤波后数据si′(n)；

s5、将待处理的滤波后数据si′(n)的前l-1个数据删去后，按照步骤2中数据分段的顺序进行重组，得到最终所需的滤波后的数据s(n)。

进一步地，所述步骤1中确定待滤波数据的步骤为：发射端首先将系统带宽分为若干个子带，对每个子带上的用户数据分别进行正交振幅调制，然后进行子载波映射，再将所得数据进行ifft和添加循环前缀等操作，得到的ofdm信号即为所需的待滤波数据。

进一步地，nsf的取值为2的整数次幂。

图1反映的是本发明的整体系统构成，系统在指定的带宽内共包含k个子带。每个子带上的用户数据分别进行正交振幅调制、子载波映射、ifft和添加循环前缀等操作，将各子带上所得数据分别通过适当设计的各子带滤波器后相加发射。通过信道后，在接收端将每个子带上接收到的信号分别通过匹配滤波器，再进行去除循环前缀、fft、子载波解映射、均衡和解调等步骤后，得到最终的接收数据。

为便于描述和理解，此处仅以基带上的子带为例，经过ofdm调制得到的待滤波数据可以表示为：

式中

其中n表示ifft的长度，ncp表示cp的长度，p表示ofdm符号的序数，q表示子载波的序数，p表示ofdm符号的数量，q表示子载波的总数。

按照图2展示的频域滤波的分组方法，将待滤波的数据x(n)按照长度为m进行分组，然后在第一段数据前面添加l-1个零，再在其余的每段数据前都添加前一段数据尾部的l-1个数据，得到新的待滤波数据可以表示为：

xi(n)＝x′[n+im],0≤n≤nsf-1,i＝0,1,…(3)

式中

对目标子带的带宽和中心频率等进行计算，确定滤波器的参数后，根据所需的滤波器长度生成一个时域的sinc脉冲和一个选定类型的窗函数，只需要把sinc脉冲和窗函数进行对应点相乘，就可以得到所需的滤波器。以汉宁窗w(n)为例，可以将f(n)用公式表示为：

f(n)＝sinc(n)·w(n)(5)

式中

其中，l表示滤波器的长度。在滤波器f(n)的尾部添加nsf-l个零得到f′(n)。

分别对xi(n)和f′(n)进行nsf点fft，从时域变换到频域，并且将得到的结果对应频点相乘，最后通过nsf点ifft变换变回时域得到si′(n)表示为：

图3反映了频域滤波后进行数据重组，从而得到与时域滤波等效的数据序列的处理过程。具体方法是去除si′(n)的前l-1个数据并将剩余的部分按照之前分块的顺序进行拼接。最终得到滤波后信号s(n)表示为：

式中

但在通常情况下，滤波是通过时域的线性卷积来实现的，即时域的滤波过程可以表示为：

需要注意的是，式(9)中的有限长序列s(n)比式(11)的s(n)少了尾部的l-1个数据。

其他子带的滤波处理方式，均可以此类推。

本发明的效果可以通过下面的仿真实例进一步说明。

一、仿真条件：

ofdm系统的子载波间隔为15khz，则符号持续时间为1/15k≈66.67μs，快速傅里叶变换的长度n为2048，调制方式为qpsk和16qam。滤波器阶数为256，频域滤波中快速傅里叶变换的长度nsf选取为2048。

二、仿真内容与结果：

假设待滤波的数据总长度为t，在时域实现滤波时，所需的复数乘法计算次数为：

md＝tl(12)

由于滤波器的频域响应在一次滤波操作中是不变的，只需计算一次，或者离线计算并存储下来即可，因此可以忽略其计算所需的复杂度，则采用保留重叠法在频域滤波时所需的复数乘法计算次数为：

mf＝(t/m)·[(l+m-1)·log2(l+m-1)+(l+m-1)](13)

为了比较这两种滤波方法的复杂度，用km表示在时域和频域滤波计算次数的比值为：

从表达式中可以看出，km与t无关，而只取决于m的选取和滤波器的长度l。在本次仿真中，取nsf＝2048，l＝256，则m＝nsf-l+1＝1793，可以得到km≈18.68。

图4是使用了不同窗函数的f-ofdm信号和ofdm信号的功率谱密度图。根据功率谱密度图形边沿陡降的速度和程度，能够明显看出f-ofdm相比于传统的ofdm具有较低的带外泄露水平。

图5中有两组误码率曲线，每组分别有三条误码率曲线，包括采用时域滤波的f-ofdm、采用频域滤波的f-ofdm以及传统ofdm的误码率曲线，两组分别用了qpsk和16qam的调制方式在加性高白噪声信道条件下进行仿真。从以上仿真结果图可以看出，每组的曲线都非常贴近。也就是说，采用频域滤波的f-ofdm在相同的调制方式、信道模型等仿真条件下，能够获得与采用时域滤波的f-ofdm和ofdm相似的误码率性能。

综上所述，滤波ofdm在保留了原有系统的可靠性的同时，能够获得比ofdm信号更低的带外泄露。而本发明在此基础上，进一步降低了系统实现的复杂度。