一种混合调制和解调多载波的方法及装置与流程

本发明实施例涉及通信技术领域，具体涉及一种混合调制和解调多载波的方法及装置。

背景技术

由于时域、空域、码域和功率域等信息承载资源可以拓展利用的范围十分有限，技术上也无法在较长时间内使这些资源承载的信息量获得突破性增长。可以预见，在5g应用时期内，频域仍将是无线通信中承载高速率、高带宽和高数据量的主要信息承载资源，特别是可能应用于5g系统的毫米波，因其具有低成本、甚至完全免费的带宽有几个ghz的明显优势，可将多载波传输技术推向更加广阔的应用环境。所以，研究频域资源的利用率、拓展新的频域资源的应用范围、克服频分复用中的相关困难，仍将是多载波传输技术中的重要课题。

宽带通信是多载波传输技术，系统将宽带信道分割成多个窄带信道，将宽带载波分割成多个子载波，利用每个窄带信道承载，或用每个子载波调制每个需要传输的信息，所以宽带通信技术又叫频分复用技术。早期的频分复用技术要求利用多个振荡器产生的多个窄带子载波间不能相互干扰，各子载波间的间隔较大，宽带载波分割的窄带子载波较少，频谱利用率不高。若能使宽带通信中的所有窄带子载波彼此正交，所有子载波间将没有干扰，不仅可以取消子载波间的防护间隔，子载波间还可以互相重叠，可以大大提高宽带载波的频谱利用率。

基于ifft/fft的ofdm(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，正交频分复用)技术是目前频域利用率最高的频分复用技术，也将是5g及后续时期中的重要应用技术之一。ifft/fft算法使宽带载波分割子载波成为可能，且分割的子载波带宽完全相同，子载波传输时的同时性也非常高，更重要的是算法的简单与快速。然而ifft/fft算法分割的子载波在合并时会带来严重的papr(peaktoaveragepowerratio，峰值平均功率比)。fdm(frequencydivisionmultiplexing，频分多路复用)同样是一项技术成熟、应用广泛的多载频传输技术，虽然频谱利用率较低，但没有papr。

在实现本发明实施例的过程中，发明人发现现有的ofdm算法分割的子载波在合并时会带来严重的papr，现有的fdm频谱利用率较低。

技术实现要素：

由于现有技术存在上述问题，本发明实施例提出一种混合调制和解调多载波的方法及装置。

第一方面，本发明实施例提出一种混合调制多载波的方法，包括：

获取串行比特流，并对所述串行比特流进行第一预处理后，得到若干组目标比特流；

将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，得到若干个对应的子载波；

对若干个子载波进行合并后，得到多载波，并将所述多载波发送给接收端；

其中，若干个ofdm调制单元并联连接，形成ofdm与频分多路复用fdm的混合调制器。

可选地，所述将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，得到若干个对应的子载波，具体包括：

将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，依次进行星座映射、插入导频、串并变换、子载波映射、n点离散傅里叶逆变换、并串变换、插入循环前缀、低通滤波、数模转换和上变频处理后，得到若干个对应的子载波。

可选地，所述对若干个子载波进行合并后，得到多载波，并将所述多载波发送给接收端，具体包括：

对若干个子载波进行合并后，得到多载波，对所述多载波进行射频放大处理，并将射频放大处理后的多载波发送给接收端。

第二方面，本发明实施例提出一种混合解调多载波的方法，包括：

接收多载波，对所述多载波进行分组处理后，得到若干个子载波；

将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，得到若干个对应的目标比特流；

对若干个目标比特流进行第二预处理后，得到串行比特流；

其中，若干个ofdm解调单元并联连接，形成ofdm与频分多路复用fdm的混合解调器。

可选地，所述将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，得到若干个对应的目标比特流，具体包括：

将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，依次进行上变频、模数转换、低通滤波、除去循环前缀、串并变换、n点离散傅里叶逆变换、子载波逆映射、并串变换、信道补偿和星座逆映处理后，得到若干个对应的目标比特流。

第三方面，本发明实施例还提出一种混合调制多载波的装置，包括：

第一比特流处理模块，用于获取串行比特流，并对所述串行比特流进行第一预处理后，得到若干组目标比特流；

子载波调制模块，用于将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，得到若干个对应的子载波；

多载波获取模块，用于对若干个子载波进行合并后，得到多载波，并将所述多载波发送给接收端；

其中，若干个ofdm调制单元并联连接，形成ofdm与频分多路复用fdm的混合调制器。

可选地，所述子载波调制模块具体用于将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，依次进行星座映射、插入导频、串并变换、子载波映射、n点离散傅里叶逆变换、并串变换、插入循环前缀、低通滤波、数模转换和上变频处理后，得到若干个对应的子载波。

可选地，所述多载波获取模块具体用于对若干个子载波进行合并后，得到多载波，对所述多载波进行射频放大处理，并将射频放大处理后的多载波发送给接收端。

第四方面，本发明实施例还提出一种混合解调多载波的装置，包括：

多载波处理模块，用于接收多载波，对所述多载波进行分组处理后，得到若干个子载波；

子载波解调模块，用于将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，得到若干个对应的目标比特流；

第二比特流处理模块，用于对若干个目标比特流进行第二预处理后，得到串行比特流；

其中，若干个ofdm解调单元并联连接，形成ofdm与频分多路复用fdm的混合解调器。

可选地，所述子载波解调模块具体用于将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，依次进行上变频、模数转换、低通滤波、除去循环前缀、串并变换、n点离散傅里叶逆变换、子载波逆映射、并串变换、信道补偿和星座逆映处理后，得到若干个对应的目标比特流。

第五方面，本发明实施例还提出一种电子设备，包括：

至少一个第一处理器；以及

与所述第一处理器通信连接的至少一个第一存储器，其中：

所述第一存储器存储有可被所述第一处理器执行的第一程序指令，所述第一处理器调用所述第一程序指令能够执行上述任一对应权利要求所述的方法。

第六方面，本发明实施例还提出一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质存储第一计算机程序，所述第一计算机程序使所述第一计算机执行上述任一对应权利要求所述的方法。

第七方面，本发明实施例还提出一种电子设备，包括：

至少一个第二处理器；以及

与所述第二处理器通信连接的至少一个第二存储器，其中：

所述第二存储器存储有可被所述第二处理器执行的第二程序指令，所述第二处理器调用所述第二程序指令能够执行上述任一对应权利要求所述的方法。

第八方面，本发明实施例还提出一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质存储第二计算机程序，所述第二计算机程序使所述计算机执行上述任一对应权利要求所述的方法。

由上述技术方案可知，本发明实施例通过将ofdm与fdm混合使用进行多载波的调制，可以取长补短，既可以获得较高的频谱利用率，又不至于产生较高的papr值。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些图获得其他的附图。

图1为本发明一实施例提供的一种混合调制多载波的方法的流程示意图；

图2为本发明一实施例提供的一种混合解调多载波的方法的流程示意图；

图3为本发明一实施例提供的一种混合调制和解调多载波的方法的流程示意图；

图4为本发明一实施例提供的一种混合调制多载波的方法的频谱设计示意图；

图5为本发明一实施例提供的一种混合调制多载波的方法中第1个ofdm调制和解调单元的传输波形示意图；

图6为本发明一实施例提供的一种混合调制多载波的方法中第2个ofdm调制和解调单元的传输波形示意图；

图7为本发明一实施例提供的一种混合调制多载波的方法中第3个ofdm调制和解调单元的传输波形示意图；

图8(a)和(b)分别为本发明一实施例提供的一种混合调制多载波的方法中上变频模拟信号和接收二进制代码信宿的误码率示意图；

图9(a)和(b)分别为本发明一实施例提供的一种混合调制多载波的方法中7个子载波和10个子载波的误码率示意图；

图10为本发明一实施例提供的一种混合调制多载波的装置的结构示意图；

图11为本发明一实施例提供的一种混合解调多载波的装置的结构示意图。

图12为本发明一实施例提供的电子设备的逻辑框图；

图13为本发明另一实施例提供的电子设备的逻辑框图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的具体实施方式作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

图1示出了本实施例提供的一种混合调制多载波的方法的流程示意图，包括：

s101、获取串行比特流，并对所述串行比特流进行第一预处理后，得到若干组目标比特流。

其中，所述串行比特流为发射端输入的原始比特流。

所述第一预处理包括：信道编码处理、交织处理和分组处理。

所述目标比特流为对串行比特流进行第一预处理后得到的比特流；所述目标比特流包括若干组，每组目标比特流输入一个ofdm调制器。

s102、将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，得到若干个对应的子载波。

其中，若干个ofdm调制单元并联连接，形成ofdm与频分多路复用fdm的混合调制器，每个ofdm调制单元相互独立，对各目标比特流进行调制，得到各目标比特流对应的子载波。

s103、对若干个子载波进行合并后，得到多载波，并将所述多载波发送给接收端。

其中，所述多载波为将ofdm调制单元调制得到的子载波进行合并得到的。

所述接收端为接收所述多载波的终端。

本实施例通过将ofdm与fdm混合使用进行多载波的调制，可以取长补短，既可以获得较高的频谱利用率，又不至于产生较高的papr值。

进一步地，在上述方法实施例的基础上，s102具体包括：

将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，依次进行星座映射、插入导频、串并变换、子载波映射、n点离散傅里叶逆变换、并串变换、插入循环前缀、低通滤波、数模转换和上变频处理后，得到若干个对应的子载波。

通过各独立的ofdm调制单元对各目标比特流进行各种ofdm相关的处理，以得到对应的子载波。

进一步地，在上述方法实施例的基础上，s103具体包括：

对若干个子载波进行合并后，得到多载波，对所述多载波进行射频放大处理，并将射频放大处理后的多载波发送给接收端。

其中，所述射频放大处理为对所述多载波进行射频信号的放大处理，以降低多载波传输过程中的损耗。

图2示出了本实施例提供的一种混合解调多载波的方法的流程示意图，包括：

s201、接收多载波，对所述多载波进行分组处理后，得到若干个子载波。

其中，所述多载波为发射端发送。

本步骤为步骤s103的逆过程，即把子载波合并后得到的多载波进行分组，重新得到各子载波。

s202、将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，得到若干个对应的目标比特流。

本步骤为步骤s102的逆过程，即把调制得到子载波进行解调，重新得到各目标比特流。

s203、对若干个目标比特流进行第二预处理后，得到串行比特流。

本步骤为步骤s101的逆过程，即把目标比特流进行第二预处理后，得到串行比特流。

其中，若干个ofdm解调单元并联连接，形成ofdm与频分多路复用fdm的混合解调器。

所述第二预处理包括：合并处理、解交织处理和信道编码处理。

本实施例通过将ofdm与fdm混合使用进行多载波的调制，可以取长补短，既可以获得较高的频谱利用率，又不至于产生较高的papr值。

进一步地，在上述方法实施例的基础上，s202具体包括：

将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，依次进行上变频、模数转换、低通滤波、除去循环前缀、串并变换、n点离散傅里叶逆变换、子载波逆映射、并串变换、信道补偿和星座逆映处理后，得到若干个对应的目标比特流。

通过各独立的ofdm解调单元对各子载波进行各种ofdm解调相关的处理，以得到对应的目标比特流。

具体地，“ofdm与fdm的混合调制器”以及“ofdm与fdm的混合解调器”可以统称为“ofdm与fdm的混合调制解调器”。

ofdm与fdm同属频分复用技术。其中ofdm虽然具有频谱资源利用率高的优点，但却存在太高papr值缺点；fdm虽然没有papr问题，但频谱资源利用率低。将ofdm与fdm混合使用，就可以取长补短，既可以获得较高的频谱利用率，又不至于产生较高的papr值，集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术可以实现这样的目标。由于基于ofdm和fdm等成熟技术，所以集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术难度和研制成本较低，是多载波传输领域的新型技术，具有较强的实用价值。集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术因fdm调制频率呈集中式分布，调制频率之间的空白间距只有fdm保护间隔，且fdm保护间隔的空白无用频谱可以根据实际应用场景的需要作适当调整，既可保证ofdm模块间fdm调制频率的相互影响不大，又可以尽量减小空白无用频谱的占用，尤其是频谱资源应用的连续性，可以方便系统频谱的管理与维护。

以下对ofdm和fdm混合调制多载波的原理进行描述：

基于ifft/fft的数字式ofdm调制信号的papr过高，主要与数字调制子载波的同步性和承载信号的线性相关性有关，尤其是较大的子载波数，因为子载波数越大papr越高。

模拟式fdm调制过程中子载波间的同步性、同相性和线性相关性较小，子载波互不叠加，还有保护间隔，子载波数也不大，因而不存在papr问题。

ofdm与fdm同属频分复用技术，技术成熟、实现难度低。若将两者混合使用，可以做到取长补短，为降低基于ifft/fft方式ofdm中的高papr值提供了一种新的技术选择。

图3所示为基于ifft/fft方式的ofdm和fdm混合调制多载波的技术原理，其中基于ifft/fft的ofdm调制模块是专用ofdm模块，每个模块可以频分复用n个正交子载波，每个子载波的带宽一样，每个模块频分复用的数字式正交子载波也一样，所有模块完全一样。如果将每个ofdm调制模块当作是一个只处理一路信号的链路，且链路之间有足够的带宽间隔，保证各路信号之间互不影响，将m路信号处理链路结合起来，这种架构就是一个fdm调制器，这种ofdm和fdm混合调制多载波传输器支持的子载波数为n×m。

在发射端，串行比特流经过信道编码和交织处理后，由系统分成长度相同的m组比特流，每组比特流可以在星座映射后组成n1个映射符号，再插入n2个导频后，使n1+n2＝n，正好为子载波数。可以看出，在第k个ofdm调制单元中，系统通过星座映射形成映射符号，插入导频后经串并变换形成n个并行子映射符号，再通过子载波映射将n个子符号与n点ifft作用，生成由n个正交子载波调制后的1个ofdm符号，插入cp、经过低通滤器和数模转换，完成第k个ofdm调制单元的调制工作。后面是fdm模拟调制，系统用第k个载频段的起始频率fmink调制由n个子载波并行承载的第k个ofdm符号，最后系统将m个ofdm符号合并成由n×m个子载波并行传输的m个ofdm符号，再送入射频放大器，送入发射天线射频输出。

显然，在发射端，每个ofdm调制单元在频域将1个映射符号调制成时域的1个ofdm符号，使用n个子载波同时并行传输1个ofdm符号；而fdm调制器则用m个上变频调制m个各自包含有1个ofdm符号的模拟信号，使用m个上变频同时并行传输m个ofdm符号的模拟信号，实现用n×m个子载波在时域的同时并行传输m个ofdm符号的模拟信号的多载波传输，并使papr值限制在1个ofdm模块的范围。

在接收端，模拟信号经无线信道和噪声影响后，天线收到的只是微弱信号，系统先用噪声系数很低的低噪放大器放大，再送到频率分别为fmin1、fmin2、…、fmink、…、fminm的下变频器变频，使进入到每个ofdm解调单元中的承载了1个ofdm符号的n个并行子载波的频率恢复为f1＝δf、f2＝2δf、…、fk＝kδf、…、fn＝nδf，每个ofdm解调单元再通过模数转换、低通滤波、除去cp，以及时域的串并变换，将1个ofdm符号分割成n个子ofdm符号，将n个子ofdm符号经过n点fft解调成由n1+n2组成的n个逆映射符号，再经过并串变换完成ofdm解调单元的解调工作，经信道补偿，恢复正确信道，在除去n2个导频后，经过星座逆映射将映射符号恢复成分组比特流，最后由分组合并系统将m组分组比特流按发射端次序合并，经解交织和信道解码后恢复串行比特流输出。

显然，在接收端，fdm解调器首先用m个下变频解调m个包含有m个ofdm符号的模拟信号，使每个ofdm解调模块获得各自对应的包含有1个ofdm符号的模拟信号，并通过模数转换恢复1个ofdm符号；而每个ofdm解调模块则在时域将1个ofdm符号解调成频域的1个映射符号，使用n个子载波同时传输的n个子ofdm符号恢复为对应频域的n个映射符号，最后由n×m个映射符号恢复原始的串行比特流。

根据图4所示，集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术的频谱可以表示为fmin1＝fmin、fmin2＝fmin+δf、…、fmink＝fmin+(k-1)δf、…、fminm＝fmin+(m-1)δf，其中fmin是载波的最小可用频点，δf是ofdm模块带宽(包括ofdm模块中子载波占用带宽和fdm保护带宽)。若系统采用标准门限阈值6db，要使每个ofdm模块的papr值达到期望值要求，ofdm模块中ifft/fft的采样数n＝256为最佳。若以gsm和lte频点选择规范为参考，ofdm模块中的子载波带宽δf＝15khz，fdm保护带宽＝7×δf＝105khz，所以最佳标准ofdm模块的带宽δf＝n×δf+105khz＝3.945mhz。可以看出，最小频点fmin和ofdm模块数m是根据所选载频的带宽确定的。

根据imt潜在的可用频段规划，有可能成为5g系统频谱的6ghz频段范围为5925-7145mhz，带宽为1.22ghz，若以最佳标准ofdm模块为单位划分，则该频谱可以支持的ofdm模块数m＝309，余下的995khz可作为总频谱的边带，即总频谱每边留497.5khz边带带宽。最小可用频点fmin＝5925.4975mhz，m个ofdm模块的上变频调制频率分别为fmin1＝fmin＝5925.4975mhz、fmin2＝fmin+δf＝5929.4425mhz、…、fminm＝fmin+(m-1)δf＝7140.5575mhz。由于最佳采样值n＝256时的实际子载波数为180，用集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术处理6ghz频段，实际可支持的子载波总数高达55620个，在1个ofdm符号周期内可同时并行传输309个ofdm符号。

从图4中可以看出，集中式是指fdm调制中的上变频fmin1、fmin2、…、fminm等频点是连续集中分布的，整个载波的频谱范围除了边带和保护带宽为空白外，其他都已划分为子载波，所以集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术的频谱利用率高。当然，也可以将一个整块频谱资源根据实际场景需要，只分割其中一部分频段为多载波传输使用，另一部分可留作他用或预留。

从频谱划分来看，集中式适应对频谱的分割式应用，因其产生的频谱资源浪费最小；从运算效率来看，集中式适合应用于载波总带宽富余度不是很大，但系统响应速度要求更快，可靠性要求更高的应用场景。

集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术的频谱利用率高，频点排序简单，技术难度小，性能好，系统的运行速率更高。若频谱资源稍有宽松，还可以适量增加fdm保护带宽，减小ofdm模块间接相互干扰，降低多载波传输过程中的误码率，提高系统的性能。

根据计算资源和上述设计标准，取ofdm模块m＝3，子载波n＝64，子载波带宽δf＝15khz，fdm保护间隔＝105khz，ofdm模块带宽δf＝1.065mhz，星座映射为16qam，无线信道信噪比snr＝10db，则上下变频的最小频点为fmin＝5925.4975mhz，3个上下变频分别为fmin1＝fmin＝5925.4975mhz、fmin2＝fmin+δf和fmin3＝fmin+2δf。取子帧1000，每子帧14个ofdm符号，每ofdm符号4比特信息，则信源发送二进制码为3×64×1000×14×4＝10.752mbit，分3组后每组二进制码为3.584mbit，每个ofdm模块处理后的ofdm符号为896k。

整个仿真过程分发射端和接收端两部分。发射端：系统产生10.752mbit的二进制数据信源，将信源按ofdm模块数m等分为每组3.584mbit的二进制数，将每组二进制码转换为1.792m个非归零码的映射符号，通过16qam星座映射将1.792m个映射符号映射成896k个复数映射符号，用64个子载波反复对896k个复数映射符号进行ifft变换成896k个复数ofdm符号，再用上变频将896k个复数ofdm符号调制成模拟信号，将三组模拟信号叠加后发射出去，并在无线信道加入白噪声；接收端：分别用3个下变频解调3组叠加后的加噪信号，恢复各且对应的模拟信号，经均值抽样后恢复为ofdm符号，经过fft变换恢复为映射符号，经过星座逆映将映射符号恢复为非归零码，经过电平转换恢复为二进制数据码，最后将各组ofdm模块恢复的二进制码按次序重新组合为数据信息输出。

以图5中第1个ofdm调制和解调单元为例，可以看出，图5.1和图5.2所示的发射代码与非归零码完全不同，前者是以比特为单位的二进制码，后者是以双比特为单位的4级电平码，但两者同为一维数据流。图5.3所示为星座映射后的复数电平代码对应的映射符号，图5.4所示为经ifft变换后的复数ofdm符号，两者同为平面复数代码，需要指出的是，二维复数信息必须在时域叠加成一维数据，并由上变频调制成模拟信号，才能通过功放发射出去，即二维复数ofdm符号在经上变频调制前还需转换为一维ofdm符号。图5.5是对上变频模拟信号离散抽样后的一维信号。

图5.6为上变频模拟信号加入白噪声后加白噪声信号，需要指出的是，这个加白噪声信号是3个ofdm模块上变频信号叠加后加入白噪声的信号，因其取值为同一区间，所以3个模块的加白噪声信号完全一样。3个完全相同的加白信号分别送入3个ofdm模块，经3个不同的下变频解调后生成3个不同的下变频信号(图5.7)。图5.8为下变频信号经过fft变换后的二维复数ofdm符号，因白噪声影响而发散，接收信号已由发射信号的点信号变成了面信号。图5.9为星座逆映，重新恢复为电平复信号。图5.10为恢复后的接收信号，与原发射信号完全一样。

图5、图6、图7所示分别为3个分组的ofdm调制和解调单元(分别对应图8中的模块1、模块2和模块3)工作过程按照图3标号处的传输波形。可以看出，3个分组的发射信号完全不同，经过变换后的非归零码、经过ifft变换后ofdm符号、经过上变频调制后的模拟信号在图示中也完全不一样，但合并后经过白噪声影响的发射信号或加白噪声是一样的，经过下变频解调后ofdm信号、经过fft变换后的映射符号又不相同，但3个ofdm调制和解调单元中的星座映射信号和星座逆映信号完全一样，这是因为电平变换和反变换完全等价。各ofdm调制和解调单元发射信号与接收信号一样，但3个ofdm调制和解调单元完全不同。

图8(a)和(b)所示为集中式ofdm和fdm混合多载波传输技术的发射接收过程中几个关键点的波形图，这里只取了30比特位和30个符号参考。可以看出，30比特的发射二进制码与接收二进制码完全一样，中间分别经过了3个ofdm模块的各有64个相互正交的子载波的多载波传输，上变频时将3个ofdm模块的传输信息合并起来，如图8(a)所示，因为是模拟调制，所以30个ofdm符号对应的信号也是模拟信号，经过噪声影响后的加噪信号也是模拟信号，下变频后将加噪信号又重新分成3个ofdm模块对应的下变频模拟信号，经过均值和fft变换后恢复数字映射符号，经过星座逆映恢复星座对应的二进制码，最后将3个ofdm模块的二进制码合并成信宿的接收二进制码，如图8(b)所示。

图5～图8仿真虽然可以反映集中式ofdm和fdm混合多载波传输技术在发射和接收过程中的基本原理，从波形变化方面可以帮助了解认识该技术在传输过程中的情况，但因仅仅是部分信号的真实呈现，不能全面地反映该技术在整个仿真中的传输性能。图9所示为集中式ofdm和fdm混合多载波传输技术在上述仿真条件下的误码率曲线，其中图9(a)表示的调制载波fmin1、fmin2、fmin3之间的保护带宽是7个子载波，图9(b)表示的调制载波fmin1、fmin2、fmin3之间的保护带宽是10个子载波，可以看出，右图的误码率明显低于左图，仅仅多增加3个子载波的宽度，就使误码率下降了2个数量级，说明保护带宽的大小对ofdm模块调制信号之间的影非常大。

与5g候选技术f-ofdm相比，ofdm和fdm混合多载波传输技术因采用的上变频fdm技术，所有ofdm模块相同，多模拟调制载波只在上变频时应用，多模拟解调载波只在下变频时应用，无需采用复杂的滤波组，方便了系统结构，简化了技术难度，可以作为5g候选核心技术之一。

集中式ofdm和fdm混合多载波传输技术集中了ofdm和fdm的基本优点，一方面利用ofdm中的正交子载波的高频谱利用率，另一方面利用fdm中的子载波互不重叠，以及设有保护间隔的方式来避免过高的papr。集中式ofdm和fdm混合多载波传输技术是一种以ofdm模块为基础的与fdm相混合的综合性频分复用传输方式，每个ofdm模块中的子载波相互正交，极大地提高了每个ofdm模块的频谱利用率，在所使用的所有ofdm模块间留有保护间隔，使得ofdm模块间的影响减小，甚至消除，将papr的影响局限于ofdm模块中。

集中式ofdm和fdm混合多载波传输技术实际上是以牺牲少量频谱利用率，来换取更低的papr。或者说是以频域的少量保护间隔，换取papr仅仅局限于ofdm模块中，通过调整ofdm模块中的子载波数，或通过其他抑制技术限制ofdm模块的papr，再通过基于不同上变频的fdm技术，将多个ofdm模块并行应用，从而可以使系统实现较低的papr值多载波传输，甚至可以使papr值与ofdm模块数无关。另外，由于集中式ofdm和fdm混合多载波传输技术是以ofdm技术和fdm为技术基础，所以是一种技术成熟、实现难度较低的新技术。

集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术中的上变频频点是集中分配的，频点排序简单，技术难度较小，系统的运行速率更高，且频谱利用率高，频谱资源浪费极少，非常适合应用于载波总带宽富余度不是很大，但系统响应速度要求更快，可靠性要求更高的应用场景。若频谱资源稍有宽松，还可以适量增加fdm保护带宽，减小ofdm模块间接相互干扰，降低多载波传输过程中的误码率，提高系统的性能。总之，集中式ofdm和fdm混合调制多载波的技术的最大优点就是频谱利用率高，系统处理简单，所以性能较好，但灵活性较低，集中式频谱分布直接影响了系统根据应用场景业务发展需要的升级扩容。

图10示出了本实施例提供的一种混合调制多载波的装置的结构示意图，所述装置包括：第一比特流处理模块1001、子载波调制模块1002和多载波获取模块1003，其中：

所述第一比特流处理模块1001用于获取串行比特流，并对所述串行比特流进行第一预处理后，得到若干组目标比特流；

所述子载波调制模块1002用于将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，得到若干个对应的子载波；

所述多载波获取模块1003用于对若干个子载波进行合并后，得到多载波，并将所述多载波发送给接收端；

其中，若干个ofdm调制单元并联连接，形成ofdm与频分多路复用fdm的混合调制器。

具体地，所述第一比特流处理模块1001获取串行比特流，并对所述串行比特流进行第一预处理后，得到若干组目标比特流；所述子载波调制模块1002将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，得到若干个对应的子载波；所述多载波获取模块1003对若干个子载波进行合并后，得到多载波，并将所述多载波发送给接收端。

本实施例通过将ofdm与fdm混合使用进行多载波的调制，可以取长补短，既可以获得较高的频谱利用率，又不至于产生较高的papr值。

进一步地，在上述装置实施例的基础上，所述子载波调制模块1002具体用于将各目标比特流分别输入对应的正交频分复用ofdm调制单元，依次进行星座映射、插入导频、串并变换、子载波映射、n点离散傅里叶逆变换、并串变换、插入循环前缀、低通滤波、数模转换和上变频处理后，得到若干个对应的子载波。

进一步地，在上述装置实施例的基础上，所述多载波获取模块1003具体用于对若干个子载波进行合并后，得到多载波，对所述多载波进行射频放大处理，并将射频放大处理后的多载波发送给接收端。

本实施例所述的混合调制多载波的装置可以用于执行上述对应方法实施例，其原理和技术效果类似，此处不再赘述。

图11示出了本实施例提供的一种混合解调多载波的装置的结构示意图，所述装置包括：多载波处理模块1101、子载波解调模块1102和第二比特流处理模块1103，其中：

所述多载波处理模块1101用于接收多载波，对所述多载波进行分组处理后，得到若干个子载波；

所述子载波解调模块1102用于将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，得到若干个对应的目标比特流；

所述第二比特流处理模块1103用于对若干个目标比特流进行第二预处理后，得到串行比特流；

其中，若干个ofdm解调单元并联连接，形成ofdm与频分多路复用fdm的混合解调器。

具体地，所述多载波处理模块1101接收多载波，对所述多载波进行分组处理后，得到若干个子载波；所述子载波解调模块1102将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，得到若干个对应的目标比特流；所述第二比特流处理模块1103对若干个目标比特流进行第二预处理后，得到串行比特流。

本实施例通过将ofdm与fdm混合使用进行多载波的调制，可以取长补短，既可以获得较高的频谱利用率，又不至于产生较高的papr值。

进一步地，在上述装置实施例的基础上，所述子载波解调模块1102具体用于将若干个子载波分别输入对应的正交频分复用ofdm解调单元，依次进行上变频、模数转换、低通滤波、除去循环前缀、串并变换、n点离散傅里叶逆变换、子载波逆映射、并串变换、信道补偿和星座逆映处理后，得到若干个对应的目标比特流。

本实施例所述的混合解调多载波的装置可以用于执行上述对应方法实施例，其原理和技术效果类似，此处不再赘述。

参照图12，所述电子设备，包括：第一处理器(processor)1201、第一存储器(memory)1202和第一总线1203；

其中，

所述第一处理器1201和第一存储器1202通过所述第一总线1203完成相互间的通信；

所述第一处理器1201用于调用所述第一存储器1202中的第一程序指令，以执行上述对应的各方法实施例所提供的方法。

本实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质存储第一计算机指令，所述第一计算机指令使所述计算机执行上述对应的方法实施例所提供的方法。

参照图13，所述电子设备，包括：第二处理器(processor)1301、第二存储器(memory)1302和第二总线1303；

其中，

所述第二处理器1301和第二存储器1302通过所述第二总线1303完成相互间的通信；

所述第二处理器1301用于调用所述第二存储器1302中的第二程序指令，以执行上述对应的各方法实施例所提供的方法。

本实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质存储第二计算机指令，所述第二计算机指令使所述计算机执行上述对应的方法实施例所提供的方法。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：rom、ram、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如rom/ram、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。