一种基于多级架构的OQPSK信号大频偏载波同步方法与流程

本发明涉及oqpsk领域，具体涉及一种基于多级架构的oqpsk信号大频偏载波同步方法。

背景技术：

oqpsk是一种恒包络数字调制技术，正交支路码元与同相支路码元在时间上偏移了一个比特间隔，即半个符号周期。oqpsk信号消除了相邻符号的弧度偏转现象，在带宽有限的实际通信系统中，包络起伏小，经过非线性功率放大器后不会产生明显的功率谱旁瓣增生效应，具有高频谱利用率和高功率利用率特点。

oqpsk信号通常采用相干解调方式，为得到良好的接收性能与通信质量，应尽可能实现准确的载波同步。oqpsk信号的载波同步一般采用基于锁相环的模式，通过设置不同的误差函数得到相应的反馈型载波同步环路。基于维纳理论的载波同步方法设计了最佳环路滤波器，该方法虽然误差函数选取简单，但环路滤波器实现复杂度高，同步精度低。基于costas环的载波同步方法联合使用iq两路数据以及半个码元后的iq两路数据来完成估计判决，同步环存在较大的自噪声问题，对时钟偏差十分敏感。较大的时钟偏差会使得costas环捕获时间很长，同步误差大，同步环路稳定性差，频繁出现跳周现象，甚至无法收敛。尤其对于大频偏信号，需要一定的入锁时间并且存在挂起现象，不能实现载波的快速锁定。如图1所示为基于costas环的oqpsk载波同步环路与时钟同步方法的原理框图。

传统的oqpsk解调方法采用载波同步与时钟同步分别估计的方法，载波同步的精度影响时钟同步估计，造成时钟同步捕获时间长，同步误差大和稳定性差。基于最大似然的载波时钟相位估计算法虽然可以同时估计载波和时钟，但其捕获范围窄，同步精度不高，且存在整数倍相位模糊问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供了一种基于多级架构的oqpsk信号大频偏载波同步方法，解决现有的oqpsk调制中载波相位同步与时钟同步相互干扰的问题，同时实现载波频率的大频偏快速捕获，且捕获后有极小的相位抖动。

本发明采用以下的技术方案：

一种基于多级架构的oqpsk信号大频偏载波同步方法，包括以下步骤：

步骤1：对接收信号进行抽样，抽样周期为kts，则抽样后的信号为：x(kts)＝s(kts)+n(kts)，令z(kts)＝x(kts)x^*((k-d)ts)，其中，d为延迟时间，得：

步骤2：对式(1)取均值，并进行区间求和，k代表抽样的序号，l0是观测长度，n指一个码元周期内采样的个数，即码元周期与抽样周期的比值，有：

步骤3：对式(2)两边同时取辐角，采用和值来代替它的数学期望，得到一种近似最优解，并解出△f得：

由于本身估计时时延相乘会放大噪声，造成性能下降，为了进一步提高估计精度，采用增加迭代次数，并且每次迭代时来提高估计精度；

步骤4：在完成载波频率粗同步后，接着就是实现对残留载波相位进行稳态估计，实现载波同步完整估计，同时考虑oqpsk调制信号的特殊性，在进行载波相位估计的时候同时进行位同步，避免不同阶段估计之间的相互影响，提高同步性能；采用基于最大似然准则进行推导，对似然函数进行约束和近似，提出滑动累积窗口长度自适应控制来提高估计精度；

经过时延相乘前向频率估计方法消除频偏后，基带oqpsk信号表示为：

式(3)中θ载波相偏，τ是定时偏差，t是符号间隔，g(t)是脉冲成型滤波器；

令a＝{ai}和b＝{bi}分别表示同相和正交分量上独立、同分布的传输符号，并以等概率取值±1，则被测信号的最大似然方程为；

其中分别表示载波相偏θ、定时偏差τ、符号a和b的估计值；

步骤5：为了实现载波相偏和定时偏差的联合估计，将上式对于符号估计值和求平均，得到关于参数θ和τ的最大似然方程为：

关于参数θ和τ求偏导并令其为零，求得式(4)方程取得极大值的载波相位估计值和定时误差估计值，如下所示：

其中m和l为任意整数；

步骤6：从式(5)可见存在π的整数倍相位模糊；式(6)中定时误差估计存在t/2的整数倍模糊，在对式(5)和式(6)均求复交函数(arg{})的值域是(-π，π)，所以的值被限制在(-π/2，π/2)的范围内；的值被限制在(-t/2,t/2)的范围内；由于载波频率偏移和采样时钟频率偏差的存在，载波相位和时钟偏移值将会不断变化，在变化过程中，当求辐角函数的输出值变到(-π，π)范围的边缘时，函数输出值会跳变2π，因而载波相位估计值会跳变π/2；时钟偏差估计值会跳变t/2；

利用去卷叠算法用于消除跳周与模糊问题，去卷叠算法给模2π序列φ(n)加上如下校正序列ck(n)：

因此去卷积后相位或定时序列φu(n)为：

φu(n)＝φ(n)+ck(n)

步骤7：载波变化越大，有意义的最大滑动累积窗口的长度就越小。因此，载波频率偏差越大，有意义的最大滑动累积窗口的长度就越小；

采用窗口长度可调的滑动累积窗，当频率偏差较大时窗口长度设置得较短，当频率偏差较小时将滑动窗口的长度设置较长来完成精确估计；利用去卷叠后的估计相位值在单位时间内的变化量的平均值来控制滑动累积窗口长度lw，越大，lw的值越小，控制过程用如下公式表示：

在同步初期，滑动窗口短，可对载波相位粗估计，经过一段时间控制，随着载波相位均值的不断减小，自适应参数控制器会逐渐增加滑动窗口长度，载波相位估计会变得更加精确，直至载波估计满足要求。

本发明具有的有益效果是：

基于多级架构的oqpsk信号大频偏载波同步方法采用多级开环结构形式，对于载波频率粗估计采用迭代时延相乘前向频率估计方法，该方法对oqpsk调制信号的位同步不敏感，不需要精确的位同步信息，提高估计精度的同时可完成大频偏频率的粗同步。采用结合载波同步与位同步的联合估计方法进行残留频偏与位信息的同时估计，避免载波与位同步估计的相互影响，实现载波频率与相位的精确估计，采用去卷叠方法消除相位估计的整数倍相位模糊问题，以及消除位同步估计的模糊问题，避免载波频率估计的跳周现象。采用窗口长度可调的滑动累积窗提高载波频率与位同步估计精度，该控制方法简单而有效，在提供估计精度的同时加快估计的速度。

附图说明

图1为基于costas环的oqpsk载波与时钟同步方法的原理框图。

图2为基于多级架构的oqpsk信号大频偏载波同步方法的原理框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的具体实施方式做进一步说明：

结合图2，一种基于多级架构的oqpsk信号大频偏载波同步方法，包括利用迭代时延相乘前向频率估计方法进行载波频率的粗估计，实现载波的快速锁定；对于残留频偏相位采用结合载波同步与位同步的联合估计方法实现载波相位与位信息的同时估计，提出去卷叠方法来消除载波相位180度整数倍模糊问题，并采用自动滑动窗口累积方法来实现载波相位的精确估计。

具体包括以下步骤：

步骤1：在oqpsk调制信号载波频率粗估计时，为避免载波同步方法与位同步的相互敏感性，利用迭代时延相乘前向频率估计方法进行载波频率的粗估计，该方法对oqpsk调制信号的位同步不敏感，不需要精确的位同步信息，可完成频率的粗同步。

对接收信号进行抽样，抽样周期为kts，则抽样后的信号为：x(kts)＝s(kts)+n(kts)，令z(kts)＝x(kts)x^*((k-d)ts)，其中，d为延迟时间，得：

步骤2：对式(1)取均值，并进行区间求和，k代表抽样的序号，l0是观测长度，n指一个码元周期内采样的个数，即码元周期与抽样周期的比值，有：

步骤3：对式(2)两边同时取辐角，采用和值来代替它的数学期望，得到一种近似最优解，并解出△f得：

由于本身估计时时延相乘会放大噪声，造成性能下降，为了进一步提高估计精度，采用增加迭代次数，并且每次迭代时来提高估计精度。

步骤4：在完成载波频率粗同步后，接着就是实现对残留载波相位进行稳态估计，实现载波同步完整估计，同时考虑oqpsk调制信号的特殊性，在进行载波相位估计的时候同时进行位同步，避免不同阶段估计之间的相互影响，提高同步性能。

采用基于最大似然准则进行推导，对似然函数进行约束和近似，提出滑动累积窗口长度自适应控制来提高估计精度；

经过时延相乘前向频率估计方法消除频偏后，基带oqpsk信号表示为：

式(3)中θ载波相偏，τ是定时偏差，t是符号间隔，g(t)是脉冲成型滤波器；

令a＝{ai}和b＝{bi}分别表示同相和正交分量上独立、同分布的传输符号，并以等概率取值±1，则被测信号的最大似然方程为；

其中分别表示载波相偏θ、定时偏差τ、符号a和b的估计值；

步骤5：为了实现载波相偏和定时偏差的联合估计，将上式对于符号估计值和求平均，得到关于参数θ和τ的最大似然方程为：

关于参数θ和τ求偏导并令其为零，求得式(4)方程取得极大值的载波相位估计值和定时误差估计值，如下所示：

其中m和l为任意整数。

根据推导过程，如图2所示。oqpsk输入信号经过迭代时延相乘前向频率估计进行信号延迟、取共轭、相乘求和，然后进行取辐角和迭代估计后得到粗频偏。最好粗估计后的oqpsk信号经过结合载波同步与位同步的联合估计方法进行i路与q路分别进行延时和成型滤波，滑动累积以及求幅角操作，最后得到相位偏差和时钟偏差估计。

步骤6：从式(5)可见存在π的整数倍相位模糊；式(6)中定时误差估计存在t/2的整数倍模糊，在对式(5)和式(6)均求复交函数(arg{})的值域是(-π，π)，所以的值被限制在(-π/2，π/2)的范围内；的值被限制在(-t/2,t/2)的范围内。

由于载波频率偏移和采样时钟频率偏差的存在，载波相位和时钟偏移值将会不断变化，在变化过程中，当求辐角函数的输出值变到(-π，π)范围的边缘时，函数输出值会跳变2π，因而载波相位估计值会跳变π/2；时钟偏差估计值会跳变t/2；

利用去卷叠算法用于消除跳周与模糊问题，去卷叠算法给模2π序列φ(n)加上如下校正序列ck(n)：

因此去卷积后相位或定时序列φu(n)为：

φu(n)＝φ(n)+ck(n)；

去卷叠后的连续变化的相位估计值可以很方便地用来完成频率偏差估计与恢复。同样地，在采样时钟存在频率偏差时，去卷叠后的连续变化时钟偏差估计值用来判断是否需要扣除或者添加采样数据，从而校正采样时钟的频偏引起的多采数据或漏采数据。

步骤7：虽然增加滑动累积窗口的长度可以提高估计精度，但在实际中载波相位不断变化，较长的信号数据段中前后数据相位的相关性很差。载波变化越大，有意义的最大滑动累积窗口的长度就越小。因此，载波频率偏差越大，有意义的最大滑动累积窗口的长度就越小。

采用窗口长度可调的滑动累积窗，当频率偏差较大时窗口长度设置得较短，当频率偏差较小时将滑动窗口的长度设置较长来完成精确估计；利用去卷叠后的估计相位值在单位时间内的变化量的平均值来控制滑动累积窗口长度lw，越大，lw的值越小，控制过程用如下公式表示：

在同步初期，滑动窗口短，可对载波相位粗估计，经过一段时间控制，随着载波相位均值的不断减小，自适应参数控制器会逐渐增加滑动窗口长度，载波相位估计会变得更加精确，直至载波估计满足要求。

当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。