主动阻塞消除的制作方法

本发明涉及一种听力装置。

背景技术：

阻塞效应(occlusion effect)是由于将耳模(mould)或外壳(shell)插入耳道而导致的用户自己声音的不自然的感觉。根据个别的几何结构，阻塞效应可导致低频放大至30dB。对于开放式阻塞(open fits occlusion)不是问题。然而，在某些情况下开放式是不可行的，例如由于增益或输出功率限制，或者当出于保护目的而必须封闭耳道时。当常规解决方案(更大的通风孔、深度装配等)失败时，主动阻塞消除(AOC；Active Occlusion Cancellation)可能是可行的选择。AOC尝试添加相反相位的信号以减少阻塞效应从而抑制或消除用户的耳道中非期望的(低)频率。

技术实现要素：

本发明提供了一种新的听力装置，其包括：

话筒，其用于响应于在话筒处接收的环境声音提供音频信号；

信号处理器，其经适配根据预定信号处理算法处理音频信号以生成经处理的音频信号；

第一减法器，其具有连接用于接收经处理的音频信号的第一输入，第二输入和和用于提供第一组合音频信号的输出，所述第一组合音频信号等于在第一个减法器的第一输入处接收的信号减去在第一个减法器的第二输入处接收的信号；

接收器，其连接用于接收第一组合信号并用于将组合音频信号转换为输出声音信号以向用户的耳膜发出；

外壳，其经适配定位在听力装置的用户的耳道中并且容纳定位在外壳中的耳道话筒，所述耳道话筒当外壳定位在耳道中的其预期操作位置时用于响应于耳道声压提供耳道音频信号；

第二减法器，其具有连接用于接收耳道音频信号的第一输入，第二输入和用于提供第二组合音频信号的输出，所述第二组合音频信号等于在第二减法器的第一输入处接收的信号与在第二减法器的第二输入处接收的信号之间的差；

第一滤波器，其具有连接用于接收第二组合音频信号的输入，所述第一滤波器用于将经滤波的第二组合音频信号提供到第一减法器的第二输入；以及

第二滤波器，其具有连接用于接收由信号处理器生成的经处理的音频信号的输入和用于将经滤波处理的音频信号提供到第二减法器的第二输入的输出。

贯穿本公开，由话筒提供的“音频信号”可用于识别形成部分从话筒的输出到第一减法器的第一输入的信号通路的任何模拟或数字信号，包括话筒的经处理的输出信号并且包括音频信号的各个样本的序列和音频信号的样本的块。

类似地，由耳道话筒提供的“耳道音频信号”可用于识别形成部分从耳道话筒的输出到第二减法器的第一输入的信号通路的任何模拟或数字信号，包括耳道话筒的经处理的输出信号并且包括耳道音频信号的各个样本的序列和耳道音频信号的样本的块。

听力装置包括主动阻塞消除电路，所述主动阻塞消除电路包括第一和第二滤波器与第一和第二减法器以及耳道话筒。

第一滤波器具有传递函数B并提供阻塞消除信号，使得用户理想地仅感知经处理的音频信号，而不感知身体传导的声音。

第一滤波器可以是递归滤波器、FIR滤波器、多速率FIR滤波器等。

第一滤波器可经适配按顺序依次取样执行滤波以最小化延迟。

第二滤波器具有传递函数A并模拟从接收器的输入到耳道话筒的输出的信号通路的传递函数R，以将所期望的信号(即经处理的音频信号)与由耳道话筒和所期望的信号一起拾取的非期望信号区分开。通过这种方式，由第二减法器执行的从耳道音频信号中减去第二滤波器的输出信号的减法抑制并理想地消除接收器对由耳道话筒和第一滤波器提供的阻塞消除的性能的影响。

第二滤波器可以是自适应滤波器，以跟踪从接收器的输入到耳道话筒的输出的信号通路的传递函数的变化。

可计算样本块的第二滤波器输出，例如第二滤波器可包括在信号处理器中作为部分在样本块上执行的信号处理。

信号处理器可经适配为了处理效率，例如低功耗、低MIPS数量等而对样本块进行信号处理。

第一和第二减法器中的每一个可经适配按顺序依次取样执行减法以最小化延迟。

听力装置可包括：

第三减法器，其插在第一减法器和接收器之间并且具有连接用于接收第一组合音频信号的第一输入，第二输入和用于提供第三组合音频信号的输出，所述第三组合音频信号等于在第三减法器的第一输入处接收的信号减去在第三减法器的第二输入处接收的信号；

第四减法器，其具有连接用于接收耳道音频信号的第一输入，第二输入和用于提供第四组合音频信号的输出，所述第四组合音频信号等于在第四减法器的第一输入处接收的信号与在第四减法器的第二输入处接收的信号之间的差；

第三滤波器，其具有传递函数B2和连接用于接收第四组合音频信号的输入，所述第三滤波器用于将经滤波的第四组合音频信号提供到第三减法器的第二输入；以及

第四滤波器，其具有传递函数A2和连接用于接收第三组合音频信号的输入以及用于将第三组合音频信号提供到第四减法器的第二输入的输出。

听力装置可包括：

第三减法器，其插在第一减法器和信号处理器之间并且具有连接用于接收经处理的音频信号的第一输入，第二输入和用于将第三组合音频信号提供到第二滤波器的输入与第一减法器的第一输入的输出，其中所述第三组合音频信号等于在第三减法器的第一输入处接收的信号减去在第三减法器的第二输入处接收的信号；和

第三滤波器，其具有连接用于接收第二组合音频信号的输入和用于将经滤波的第二组合输出信号提供到第三减法器的第二输入的输出。

第一和第二和第三以及第四滤波器中的每一个都可以是多速率滤波器。利用多速率设计来获得低延迟，从而改善主动阻塞消除。

在多速率滤波器中，前导抽头可以以全速率操作然后进行下采样，(例如以8)，以减少复杂性。

低通滤波器可提供在多速率滤波器的前导抽头之间。低通滤波器可以是具有低定点复杂度的移动平均滤波器，并且在滤波器抽头之间具有均匀的延迟，如同在普通FIR滤波器中一样。

作为频率的函数的多速率滤波器的抽头之间的群延迟(group delay)是常数，如同普通FIR滤波器一样。

多速率滤波器的前导滤波器抽头(即，下采样之前的抽头)的幅度响应对高频来说是不同的。其他过滤器(例如具有固定滤波器系数的滤波器)可为前导抽头提供保护。附加的滤波器可抑制高频，使得多速率滤波器的普通FIR行为可近似于任意程度，可能以群延迟的一些增加为代价。

标量增益g可提供在主动阻塞消除电路中，例如在第一滤波器的输出处。标量增益g可用于在潜在不稳定或超负荷的情况下快速适配环路增益，例如标量增益g可连接用于调整提供到第一减法器的第二输入的经滤波的第二组合音频信号的幅度。

第一、第二、第三和第四滤波器中的每一个可在听力装置被装配到听力装置的预期用户的装配期的期间初始化，即可确定各自滤波器的滤波器系数。

在装配期的期间，可将已知信号注入到开路主动阻塞消除电路中，并且可利用连接到听力装置的外部装置(例如个人计算机(PC))来执行数据采集用于确定滤波器系数。

例如，第一减法器的输出可从接收器的输入分离用于从接收器的输入到耳道话筒的输出的信号路径的传递函数R的开环确定。

探测信号(例如最大长度序列(MLS)信号)可向接收器传输，并基于包括响应于探测信号的耳道话筒输出信号；可估计信号路径的脉冲响应。如上所述，第二滤波器意图对信号路径的传递函数R进行建模，因此可根据传递函数R确定第二滤波器的滤波器系数。

耳道话筒输出信号可传输到执行探测信号与所接收的耳道话筒输出信号的互相关的外部装置以确定信号路径的脉冲响应。然后，外部装置可确定第二滤波器的滤波器系数并将它们传递到听力装置的第二滤波器使得第二滤波器也具有所确定的脉冲响应，并且使得在初始化之后第二滤波器对信号路径的传递函数R进行建模。

在确定第二滤波器的滤波器系数之后，外部装置可操作优化第一滤波器的传递函数B以优选地在一组约束(例如包括听力装置电路的稳定性、峰值化和增益的上限等)内获得所期望的阻塞效应的消除。

峰值化(peaking)是指用户自己的语音可以以在消除范围之外的频率放大的效应。峰值化的上限对用户自己的语音可经受以在消除范围之外的频率的放大的量施加限制。

一些约束可以是用户可调的。

外部装置可通过迭代约束最小平方程序启发式地优化第一滤波器的传递函数B，例如包括迭代频率权重。其在下面参考附图更详细地解释。

在递归迭代期间，每个迭代步骤可包括确定误差方程的全局最小值|E|²的全最小二乘法优化，其然后可以是误差方程的参数的启发式更新的步骤，其中一个或多个参数可经适配满足约束，并且一个或多个其他参数可经适配接近阻塞消除的期望量。

第一、第二、第三和第四滤波器中的每一个可以是在听力装置的正常操作期间适配的自适应滤波器。

这样，随着时间的推移性能下降，例如由于缓慢的变化(诸如蜡堆积、组件漂移等)或者由于更快的变化，例如避免由于重新插入而造成的差异。此外，可考虑用户的经阻塞的语音频谱。

自适应滤波器的滤波器系数可适配获得误差方程的解或近似解，例如最小化两个信号或函数之间的差异，并且控制自适应滤波器的自适应的算法可以是(但不限于)最小均方(LMS)算法、归一化最小均方(NLMS)算法、递归最小平方(RLS)算法、归一化递归最小平方(NRLS)算法等。

各种权重可合并到自适应中以便根据权重的值优化解或最小化。例如，频率权重wf可优化某些一个或多个频率范围中的解或最小化，而其他频率范围中的信息可忽略。

例如，具有传递函数A的第二滤波器可在听力装置的正常操作期间适配，使得第二滤波器的传递函数A适配向从接收器的输入到耳道话筒的输出的信号路径的传递函数R的变化并跟踪从接收器的输入到耳道话筒的输出的信号路径的传递函数R的变化。因此，第二滤波器可具有经适配的滤波器系数使得耳道音频信号与第二滤波器的输出之间的差异最小化。

第一滤波器可适配使得传递函数B经优化用于提供第一滤波器的用于以所期望的频率进行阻塞消除而不会导致非期望的副作用(诸如过度放大或不稳定性，即如下面更详细地解释的在某些约束下)的所期望的输出信号。

每个自适应滤波器都可初始化，即自适应滤波器的滤波器系数可在装配期的期间并且可能每当用户开启听力装置时确定。

尽管原则上，自适应滤波器自动适配自适应滤波器意图建模(例如由第二滤波器建模的信号路径)的任何变化，自适应滤波器能够跟踪这种变化的程度和准确度可存在限制。自适应滤波器的初始化可通过提供接近所期望的最终结果的适配起始点，导致在后续操作期间快速且精确的建模和有效的主动阻塞消除。

自适应滤波器可使用诸如PC的外部装置来初始化，与上面针对固定滤波器所述的相同，例如利用探测信号，并且执行开环确定。

在未初始化的情况下可操作自适应滤波器，由此在可能装配期的期间节省时间并且避免由于在例如传递函数确定期间发出的声音而造成的可能的用户烦恼。此外，初始化对于柜台销售而言是不切实际的。

自适应滤波器的最终传递函数的精度取决于误差方程中包括的信号的统计特性。例如，在理想情况下，用户是安静的并且由接收器发出的信号包含白噪声。当情况不是这种情况时，例如当用户正在说话时，由于信号之间的相关性，精度可降低并且结果可出现偏差。克服这些问题的简单方法可以是当来自用户的语音信号很大时降低适配速率或暂时禁用适配。可选地，可使用已知用于助听器的反馈消除系统的经滤波互相关的某种形式或去相关的其他形式。

第一滤波器可基于第二滤波器的传递函数A适配为传递函数R的最佳可用估计。对于适当的低频行为，耳道中的良好插入装配是重要的。因为由于外壳与耳道壁之间的通道而声压降低，所以插入不良的外壳通常在低频下对传递函数A产生小幅度响应。这将要求传递函数B变得非常大，可能导致超负荷和不稳定性问题。因此，当第一滤波器的幅度响应低于某个阈值时，环路增益可降低到零，并且第二滤波器的适配可停止，或者第二滤波器系数可泄漏回到零。否则，第二滤波器的传递函数B可适配使用一组约束和目标来优化环路响应，其中目标指定所期望的频率处的所期望的消除量，并且约束限制非期望的副作用。约束定义如下方面：

1.当分母(奈奎斯特等值线)的复数值数字频率响应不包围原点时，稳定性得到保证。原则上，确定奈奎斯特稳定性可需要一个程序来计算原点(顺时针减逆时针)的包围，其是有点涉及的。但是，可通过设定复数值实部的正下限来简化标准，因为如果等值线仅使用正实数值，则其不能简单地包围原点。

2.最大峰值化设定所预期的闭环增益的上限。

3.最大环路增益设定所预期的开环增益的上限。

4.最大B增益设定第二个滤波器的增益│B│的上限。

当满足所有约束时，自适应算法确定消除性能，即始终首先满足约束。应该注意的是，通常可简单地通过降低环路增益来满足所有约束，其可在使用标量增益控制的听力装置的正常使用期间执行，使得对于合理的设定常常存在满足所有约束的解决方案。

为了优化消除频率处的响应，奈奎斯特等值线的大的正实数值通常是合乎需要的，因为它们提供消除并降低不稳定性的风险。大的绝对虚数值也可以是有用的，但是需要在正负方向之间进行选择，其可以是非平凡的并且可能增加陷入局部最优的风险。在当前实施中，为了达到消除目标，更新因此仅使用实值梯度方向。增加虚部，可在实值更新已收敛的阶段引入，可导致进一步改善。

具有传递函数B的第一滤波器的自适应算法可利用离散傅里叶变换(DFT)，其可使用快速傅里叶变换(FFT)来有效地实现(O(nlog(n))。对于序列x0、x1、x2、…、xN-1频率仓Xk的DFT由下式给出

其中N是频率仓的总数(当N超过序列长度x时，例如对于短滤波器，缺失值可假定为零)。傅里叶变换是线性映射。通过将序列x和X表示为向量，DFT可写成

其中M是称为傅里叶矩阵的复值正交对称矩阵，其执行从时域到频域的映射。返回到时域的反向映射可使用按因子1/N缩放的相同矩阵完成。

信号处理器经适配以适合于听力装置的预期用途的方式处理由听力装置接收的声音。正如本领域所熟知的，信号处理器的处理通过具有各种参数的信号处理算法控制，所述参数用于调整所执行的实际信号处理。多通道助听器的每个频道中的增益都是这种参数的样本。

听力装置可以是头戴式受话器、头戴式耳机、耳塞、护耳器或耳罩等，诸如耳钩式、入耳式、贴耳式、外挂式、颈后式、面罩式或头盔式等。

听力装置可以是助听器，诸如耳背式(BTE)、耳内式接收器(RIE)、耳内式(ITE)、耳道内式(ITC)或完全耳道内式(CIC)等助听器。

在助听器中，信号处理器包括听力损失处理器，其适配根据预定的信号处理算法来处理音频信号以生成用于补偿用户听力损失的听力损失补偿音频信号。听力损失处理器可包括适配用于补偿用户的听力损失的动态范围压缩器，其包括频率的函数的动态范围的损失。

信号处理器的灵活性可用于提供特定算法的多个不同算法和/或多个参数组。例如，可提供各种算法用于噪声抑制，即非期望的信号的衰减和期望信号的放大。所期望的信号通常是语音或音乐并且非期望的信号可能是背景语音、餐厅咔哒声、音乐(当语音是所期望的信号时)、交通噪声等。

因此，信号处理器可提供有多个不同的程序，每个程序调整使适应特定的声音环境或声音环境类别和/或特定的用户偏好。

在助听器中，每个程序的信号处理特性通常在分配器办公区内初始装配期的期间确定，并且通过在助听器的非易失性存储区中激活对应算法和算法参数和/或将对应算法和算法参数传输到非易失性存储区编程到助听器中。

信号处理器可适配用于将音频信号分成多个频带，例如利用滤波器组(例如具有线性相位滤波器的滤波器组)。

频带可以是扭曲的频带，例如利用具有扭曲滤波器的滤波器组。扭曲的频带可对应于人耳的巴克频率尺度。

信号处理器可适配用于通过对音频信号进行频率变换诸如傅里叶变换(诸如离散傅里叶变换、快速傅里叶变换等或者扭曲傅里叶变换、扭曲离散傅里叶变换、扭曲快速傅里叶变换等)将音频信号分成多个频带。

听力装置系统中的信号处理可由专用硬件来执行，或者可在一个或多个信号处理器中执行，或者以专用硬件和一个或多个信号处理器的组合来执行。

如本文所使用的，术语“处理器”、“中央处理器”、“听力损失处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等旨在参考CPU相关实体、任一硬件、硬件和软件的组合、软件或执行中的软件。

例如，“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等可以是但不限于是在处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行文件、执行的线程和/或程序。

作为说明，术语“处理器”、“中央处理器”、“听力损失处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等指示运行在处理器和硬件处理器上的应用程序。一个或多个“处理器”、“中央处理器”、“听力损失处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或其任何组合可驻留在进程和/或执行线程内，并且一个或多个“处理器”、“中央处理器”、“听力损失处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或其任何组合可位于一个硬件处理器中，可能与其他硬件电路组合，和/或分布在两个或更多硬件处理器之间，可能与其他硬件电路组合。

而且，信号处理器(或类似术语)可以是能够执行信号处理的任何组件或组件的任何组合。例如，信号处理器可以是ASIC处理器、FPGA处理器、通用处理器、微处理器、电路组件或集成电路。

附图说明

通过阅读以下实施例的详细描述，其他和进一步的方面和特征将是明显的。

附图示出了实施例的设计和用途，其中类似的元素参考共同的附图标记。这些附图不一定按比例绘制。为了更好地理解如何获得上述和其他优点和目的，将给出实施例的更具体的描述，其在附图中示出。这些附图仅描述典型的实施例，因此不被认为是对其范围的限制。

在附图中：

图1示出了已知主动阻塞抑制电路的框图，

图2示出了另一已知主动阻塞抑制电路的框图，

图3示出了新的主动阻塞抑制电路的框图，

图4示出了其他新的主动阻塞抑制电路的框图，

图5示出了多速率滤波器的框图，

图6示出了具有图5的多速率滤波器的图3的新主动阻塞抑制电路，

图7示出了初始化电路的框图，

图8示出了具有自适应滤波器的图3的新主动阻塞抑制电路，

图9示出了在适配期间满足的约束图，

图10示出了另一约束图，以及

图11示出了消除柱状图。

具体实施方式

现在将在下文中参照附图更全面地描述根据所附权利要求的新听力装置的各种说明性示例，其中示出了新听力装置的各种实施例。然而，根据所附权利要求的新听力装置可以以不同的形式来实施，并且不应被解释为限于在此阐述的实施例。另外，所示出的实施例不需要具有所示出的所有方面或优点。结合具体实施例描述的方面或优点不一定限于该实施例，并且可在任何其他示例中实践，即使没有如此示出，或者如果没有如此明确地描述。还应该注意的是，为了清楚起见，附图是示意性的和简化的，并且它们仅示出了对于新听力装置所必需的细节的理解，而其他细节已被省略。

如本文所使用的，除非上下文另有明确规定，否则单数形式“一个”、“一种”和“所述”是指一个或多于一个。

图1示出了具有主动阻塞抑制电路的已知听力装置电路10的框图。

听力装置具有话筒12，其用于响应话筒12处接收的环境声音提供音频信号。音频信号在A/D转换器(未示出)中被采样和数字化，并且缓冲器14将样本分成样本块用于输入到信号处理器16。

信号处理器16适配根据预定的信号处理算法处理样本块以产生经处理的样本块，其中的每一个在形成经处理的音频信号20的非缓冲器电路18中分成单个样本序列。

将经处理的音频信号20输入到减法器24的第一输入22。在减法器24的第二输入26处的信号输入从经处理的音频信号20中减去以通过减去后述信号降低消除效应，所述信号抵消由用户自己的语音的低频放大产生的在用户耳道中的非期望的低频声音。用户自己的声音由容纳在外壳(未示出)中的耳道话筒28拾取，所述外壳适配定位在使用者的耳道内，由此耳道传声器28经定位感测外壳(未示出)的远侧部分与耳鼓(未示出)之间的完全或部分阻塞的耳道空间内的耳道声压。由耳道话筒28检测的耳道声压是人体传导声音与接收器发出声音的叠加。耳道话筒28适配响应于耳道声压提供耳道音频信号30。耳道音频信号30在A/D转换器32中被采样和数字化，并且样本34连续地转发到滤波器36，所述滤波器36输入适合于抑制减法器24的第二输入26处的阻塞效应的经滤波的耳道音频信号38，由此用户仅感知经处理的音频信号而不感知人体传导声音。

减法器24将等于在第一输入22处接收的信号20减去在减法器24的第二输入26处接收的信号38的组合音频信号40提供到用于将数字组合音频信号转换成模拟信号的D/A转换器42，所述模拟信号在接收器44中转换成朝着用户的耳膜发出的声音信号。

当x是组合音频信号40时，u是经处理的音频信号20，t是期望被抵消的目标信号46，y是耳道音频信号34，B是滤波器36的传递函数，R是从接收器44的输入到耳道话筒28(y/x)的输出的传递函数；然后稍微简化，组合音频信号x由下式给出：

并且耳道音频信号y由下式给出：

其中从接收器44到耳道话筒28的输出的传递函数已被简化为

y＝Rx+t

忽略可能的非线性并将所有信号延迟归因于接收器44。

在图1所示的已知主动阻塞消除电路24、28、32、36中，期望信号和非期望信号之间无法区分。因此从经处理的音频信号20到接收器44的输出的图1的电路的主信号路径需要额外的放大以获得与主动阻塞消除电路不同的输出信号，即，经处理的音频信号20必须被乘以[1+BR]以补偿主动阻塞消除电路。这可导致动态范围的减小，例如，由于经补偿的音频信号20的较低幅度和/或噪声基底的增加在接收器处饱和。

图2示出了具有另一主动阻塞抑制电路的听力装置电路10的框图。除了在图2的电路中第二滤波器48和第二减法器50已被添加到图1的电路10的事实之外，图2的电路10与图1的电路10相同。在图2中，第一滤波器36和第一减法器24分别对应于图1的滤波器36和减法器24。

第二滤波器48对从接收器44的输入到耳道话筒28(y/x)的输出的信号路径的传递函数进行建模，以区分所期望的信号(即经处理的音频信号20)与非期望的信号(即目标信号46)。与第一滤波器36类似，第二滤波器48以非常低的延迟操作采样。

在图2的主动阻塞消除电路中，图1的主动阻塞消除电路的等式(1)和(2)变为：

因此，为了使主动阻塞消除电路对接收器44的所期望输出信号的影响最小化，第二滤波器48的传递函数A应该匹配从接收器44的输入到耳道话筒28的输出的传递函数R(y/x)，并且应该最小化│1–AB│，例如在所期望的频率范围内，例如，利用最小均方最小化技术。

如等式(3)和(4)的分母所示，图2的电路10可随着R的变化而变得不稳定，例如在耳朵外部，这使得外壳(未示出)与接收器44进入用户的耳道相当不舒服。而且，第一和第二滤波器36、48可必须实施需要很多滤波器抽头的相当长的脉冲响应，因为有效的实施是非递归的并且由于两个滤波器以低延迟的高速率基于样本操作(运算)，因此所述实施是非期望的。

在图3所示的电路中避免了这一点，图3示出了归入权利要求1的听力装置的电路的框图。

除了在图3的电路中第二滤波器48已移动到主动阻塞消除环路外部并且已引入第二非缓冲电路52的事实之外，图3的电路10与图2的电路10相同。由于这种改变，第二滤波器48类似信号处理器16对样本块进行操作，并且优选地包括在信号处理器16中以提高处理效率。

在图3的主动阻塞消除电路中，图2的主动阻塞消除电路的等式(3)和(4)变成：

在最佳条件下BA等于BR，并且从信号处理器的输出到接收器的输入的主信号路径的传递函数保持与未主动阻塞消除的传递函数相同，使得动态范围不改变并且由于存在主动阻塞消除不需要增益调整。

图4(a)和4(b)示出了图2和图3的主动阻塞消除电路的组合。

在图4(a)的主动阻塞消除电路中，图3的主动阻塞消除电路的等式(5)和(6)变成：

再次其中，y＝Rx+t，对于B1＝0，其约简为与图2的主动阻塞消除电路相关的等式(3)和(4)，并且对于B2＝0，约简为与图3的主动阻塞消除电路相关的等式(5)和(6)。

在图4(a)的主动阻塞消除电路中，v2是目标信号t的直接估计，而v1包括主动阻塞消除对t的影响。因此，比较这两个信号可实时地主动监测阻塞消除对用户自己的语音的影响。

如果不直接需要个别的v1和v2信号，则可通过重新排列如图4(b)所示的部分来更有效地实施相同的响应，其中A1＝A2＝A。

图4(a)和图4(b)的两种形式的等价性类似于通用直接形式的IIR滤波器如何可以通过零点部分跟随极点部分以及相反的方式(即首先是零点，然后是极点)来实施。关于广义AOC响应，在最佳条件(即R＝A)下，B1滤波器可被认为是递归地实施无限脉冲响应(如通用形式IIR滤波器中的极点)，而B2滤波器实施有限脉冲响应(如通用形式IIR滤波器中的零点)。独立地调整脉冲响应的(非递归)头部和(递归的)尾部的能力可在稳定性和调整系统整体所需的自由参数的数量方面提供优势。

图4(a)和图4(b)的主动阻塞消除电路分别比图2和图3的主动阻塞消除电路提供更大的灵活性，代价是第二和第四滤波器中的至少一个不能在信号处理器中的样本块上进行操作。

图5示出了将消除信号提供到第一减法器24的第一滤波器36的框图。利用多速率设计来获得对于消除性能而言至关重要的低延迟。前导抽头以全速率操作然后进行下采样，例如通过8，以减少复杂性。低通滤波器LPF是具有低定点复杂度的移动平均滤波器，并且导致滤波器抽头之间的均匀延迟，如同在FIR滤波器中一样。频率的函数的抽头之间的群延迟是常数(d样本)，如同普通FIR滤波器一样。前导滤波器抽头(即下采样之前的抽头)的幅度响应与高频不同。附加的滤波器(例如具有固定系数的滤波器)，HF为前导抽头提供保护。附加的滤波器HF'，HF可抑制这些高频，使得普通的FIR行为可近似于任意程度，可能以群延迟的一些增加为代价。

图6示出了图3所示的主动阻塞消除电路的框图，其具有图5所示的类型的两个多速率FIR滤波器36、48和标量增益g。具有传递函数A的第二滤波器用于使主DSP输出信号与消除环路分离并识别从接收器(输出)到耳道话筒(输入)的响应。具有传递函数B的第一滤波器实施阻塞消除。标量增益(g)用于(快速)适配环路增益，以防潜在的不稳定或超负荷。滤波器A和B的设计使得它们在低频下的表现与以低采样率运行的普通FIR滤波器完全一样，但是不会遭受重采样延迟。所有频率的抽头之间的群延迟是常数(d样本)，如同普通FIR一样。然而，前导抽头(在下采样之前)对于高频确实具有不同的幅度响应。附加滤波器H1、H2、H3可抑制这些高频，使得普通FIR行为可近似于任意程度(可能以群延迟的一些增加为代价)。

当第一和第二滤波器36、48被初始化(下面参考图7进一步解释)时，附加滤波器H158具有两个极点，一个用于低通滤波和一个用于DC去除，而省略附加滤波器H2和H3以最小化复杂性，这是由于初始化能够考虑到不均匀的前导抽头响应的事实。

在未初始化的情况下，附加滤波器H1、H2、H3 58、60、62的响应包括单极低通、两点移动平均和单极DC去除。添加两点移动平均元素(two point moving average elements)可改善高频下的滚降(roll-off)，而且由于延迟元素与极点部分共享，因此成本效益非常高。

为了简化计算，所有的响应可通过以低速率(例如基带/2)运行的线性滤波器来建模，并且将3个附加滤波器的贡献组合成一个块(H)，其中H＝H1*H2、H2＝＝H3。从由信号处理器u提供的输出和目标信号t到耳道话筒输入信号m的对应响应由等式(9)给出：

在听力装置连接到PC的装配期的期间，可初始化滤波器36、48，即可确定滤波器36、48的滤波器系数，并且第一减法器24的输出与接收器44的输入断开，促进从接收器44的输入到图7中所示的耳道话筒28的输出的信号路径的传递函数R的开环确定。

如上所述，第二滤波器48意图对该信号路径的传递函数R进行建模，而第一滤波器36计算抵消信号。

如图7所示，探测信号(例如最大长度序列(MLS)信号)传输到接收器并且基于包括响应于探测信号的耳道话筒输出信号，估计信号路径的脉冲响应。耳道话筒输出信号传输到PC，所述PC执行探测信号与所接收的耳道话筒输出信号的互相关以确定脉冲响应。然后，PC确定第二滤波器48的滤波器系数并将它们传递到听力装置的第二滤波器48，使得第二滤波器48也具有经确定的脉冲响应，并且使得在初始化之后，第二滤波器48对对应信号路径进行建模。

在确定第二滤波器48的滤波器系数之后，PC操作优化第一滤波器36的传递函数B，使得BR在一组约束(包括听力装置电路是稳定的并且包括峰值化和增益的上限)内具有最大值，例如用户可调。

PC可通过迭代约束最小平方程序来启发性地优化传递函数B，例如，包括迭代频率权重。

因此，在一个示例中，PC执行以下误差方程的递归优化：

E(ω)＝wf(ω)(T(ω)-R(ω)B(ω)) (10)

其中权重函数wf适配满足约束，并且目标函数T(ω)适配接近消除目标，例如在需要消除的情况下，T的实部可以是大的，并且在不需要消除的情况下，T的实部可以是零，在消除必须停止的情况下，T可以是零。

在递归迭代期间，每个迭代步骤包括确定给定的wf和T的全局最小值|E|²的全最小二乘法优化，然后是wf和T的启发式更新的步骤，其中wf适配满足约束，并且T适配接近期望的消除深度。

图3至图6中所示的滤波器36、48可以是在听力装置的正常操作期间适配的自适应滤波器。

图8示出了具有图3中所示和图6中更详细地所示的主动阻塞抑制电路的听力装置电路10的框图，并且具有在听力装置的正常操作期间适配的自适应滤波器36、48。第二滤波器48的传递函数A适配朝向从接收器44的输入到耳道话筒28的输出的信号路径的传递函数R(等于y/x)。第一滤波器28优化使AB在下面更详细描述的某些约束下最大化。

自适应滤波器36、48可被初始化，即自适应滤波器36、48的滤波器系数可在听力装置连接到PC的装配期的期间确定，并且第一滤波器38的输出与第一减法器24的第二输入26断开，促进从接收器44的输入到如图7中所示并如上所述的耳道话筒28的输出的信号路径的传递函数R的开环确定。初始化可使用上文参考图7所公开的算法来执行。可选地，第一滤波器36的优化可在初始化期间以与以下解释的相同的方式执行。

在未初始化的情况下可操作图8的听力装置电路10，由此在可能的装配期的期间节省时间并且避免由于在MLS测量期间发出的声音而造成的可能的用户烦恼。此外，初始化对于柜台销售来说而言是不切实际的，并且性能可随着时间的推移而降低，例如由于缓慢的变化(诸如蜡堆积、组件漂移等)或者由于更快的变化，例如由重新插入而造成的差异。此外，在初始化期间不考虑用户的经阻塞的语音频谱。

如图6所示，听力装置电路10具有两个多速率FIR滤波器36、48和标量增益56。标量增益56用于快速适配环路增益以防潜在的不稳定或超负荷。多速率滤波器36、48的设计使得它们在低频下操作类似于以低采样率运行的普通FIR滤波器，但是不会遭受重采样延迟。所有频率的抽头之间的群延迟是常数(d样本)，如同普通FIR一样。然而，前导抽头(在下采样之前)对于高频确实具有不同的幅度响应。附加滤波器58、60、62可抑制这些高频，使得普通FIR行为可近似于任意程度(可能以群延迟的一些增加为代价)。在图6的电路10中，每个附加滤波器58、60、62具有低通极点、两点移动平均和单极DC去除。由于延迟元素与极点部分共享，因此两点移动平均以低成本改善高频下的滚降。

为了简化计算，所有的响应可通过以低速率(例如，基带/2)运行的线性滤波器来建模，并且将3个附加滤波器的贡献组合成一个块(H)，其中H＝H1*H2、H2＝＝H3。从由信号处理器u提供的输出和目标信号t到耳道话筒输入信号m的对应响应由下式给出：

如已经提到的那样，第二滤波器48的传递函数A追踪从接收器44的输入到耳道话筒28的输出的信号路径的传递函数R。第一滤波器36的传递函数B期望地在主动阻塞消除频率处最大化分母(1+HRB)，而不引起不必要的副作用，诸如过度放大或不稳定。

第二滤波器48的传递函数A可使用适配滤波器系数的归一化最小均方(NLMS)算法来适配，以最小化耳道音频信号和第二滤波器的输出之间的差。得到的响应估计的准确度取决于经处理的音频信号u和耳道音频信号的统计特性。例如，在理想的情况下，t是零(用户是安静的)，并且u包含白噪声。当情况并非如此时，例如当用户在说话时，我们可预料精度降低，并且可能由于u与t之间的相关性而导致一些偏差。克服这些问题的简单方法是减慢或暂时禁用，当t为大时自适应。可选地，可使用已知用于助听器的反馈消除系统的经滤波互相关的某种形式或去相关的其他形式。

第一滤波器36基于第二滤波器48的传递函数A适配为传递函数R的最佳可用估计。对于适当的低频行为，耳道中的良好插入装配是重要的。插入不良的装置通常在低频下对传递函数A产生小幅度响应(因为声压泄漏)。在天真的实施中，这要求传递函数B变得非常大，可能导致超负荷和不稳定性问题。因此，当第一滤波器36的幅度响应低于某个阈值时，优选地环路增益降低到零，并且第二滤波器48的适配停止，或者第二滤波器系数可泄漏回到零。否则，第二过滤器48的传递函数B适配使用一组约束和目标来优化环路响应，其中目标指定所期望的消除量，并且约束限制非期望的副作用。约束定义如下：

1.当分母(奈奎斯特等值线)的复数值数字频率响应不包围原点时，稳定性得到保证。原则上，确定奈奎斯特稳定性可需要一个程序来计算原点(顺时针减逆时针)的包围，其是有点涉及的。但是，可通过设定复数值实部的正下限来简化标准，因为如果等值线仅使用正实数值，则其不能包围原点。

2.最大峰值化设定所预期的闭环增益1/│1+HAB│的上限，相当于设定│1+HAB│的下限。通过设定(1+HAB)的实部的正下限，可以再次简化计算，这意味着可以使用相同的标准来检查稳定性和最大峰值化约束。

3.最大环路增益设定所预期的开环增益│HAB│的上限。

4.最大B增益设定第二滤波器48的增益│B│的上限。

当满足所有约束时，更新考虑消除性能(所以始终首先满足约束)。应该注意的是，通常可简单地通过降低环路增益来满足所有约束，其可在使用如上所述的标量增益单元的听力装置的正常操作期间执行，因此对于合理的设定常常存在满足所有约束的解决方案。为了优化消除频率处的响应，奈奎斯特等值线的大的正实数值通常是合乎需要的，因为它们提供消除并降低不稳定性的风险。大的绝对虚数值也有帮助，但是需要在正负方向之间进行选择，其可以是非平凡的并且可能增加陷入局部最优的风险。在当前实施中，为了达到消除目标，更新因此仅使用实值梯度方向。增加虚部，可在实值更新已收敛的阶段引入，可产生一些进一步改善。

图9提供了关于所预期的分母响应(1+HAB)的适配程序的图示。目标和约束与频率有关，但为了简单起见，示出了统一设定。前两个约束(即稳定性和最大峰值化)由复平面中的左边界64表示。如果频率仓位于左侧，诸如对于两个点(a)66、68，则更新指向右侧。两个增益约束由以1为中心的圆70表示。当幅度超过该界限时，如由两个点(b)72、74所示，更新将指回到1(相当于适配第一滤波器的传递函数B朝向零)。消除目标由以零为中心的圆76表示。对于分母响应幅度低于目标的消除频率，诸如两个点(c)78、80，更新指向右侧(针对较大的正实数值)。对于诸如两个白点82、84的仓提供足够的消除而不与约束冲突，任何事情均未完成。原则上，也可指定消除量的上限，例如以确保一些最小的低频率感知。

第一滤波器的传递函数B更新的实施广泛应用离散傅里叶变换(DFT)，其可使用快速傅里叶变换(FFT)来有效地实现(O(nlog(n))。对于序列x0、x1、x2、…、xN-1频率仓Xk的DFT由下式给出

其中N是频率仓的总数(当N超过序列长度x时，例如对于短滤波器，缺失值可假定为零)。傅里叶变换是线性映射。通过将序列x和X表示为向量，DFT可写成

其中M是称为傅里叶矩阵的复值正交对称矩阵，其执行从时域到频域的映射。返回到时域的反向映射可使用按因子1/N缩放的相同矩阵完成。

用于具有系数向量的第一滤波器的给定传递函数B，使用元素乘法(element-wise multiplication)(⊙)，所期望的AOC分母响应(D)的复频率响应(奈奎斯特等值线)由下式给出：

比较分母响应D与某个目标T提供了误差

这可以使用标准以最小平方法最小化，如

为此，关于第一滤波器36的滤波器系数的梯度方向由下式给出

这可解释为通过具有传递函数H、A和傅里叶映射M的滤波器对误差进行反向滤波。由于滤波器系数是实值，所以不需要周围的共轭(*)，并且可使用可优化以仅计算结果的实部的快速傅里叶变换有效地实施M。当误差也是实值时，例如为了稳定性、峰值化和目标更新，任何一个都不需要共轭，因此以最简单的形式梯度方向由下式给出

对于稳定性和最大峰值化约束(T＝左边界)

对于消除(T＝消除目标)

并且对于增益约束(T＝0)

其包括从(18)中省略的的共轭。

等式8至等式11提供了自适应的梯度方向，其可以与使用一些小的固定步长的基于简单符号的更新相结合。通过归一化梯度(例如使用2-范数)并添加动量项可获得更好的性能，所述动量项在梯度历史上有效地应用低通滤波器，从而降低陷入局部最优的风险。各种进一步的改善可能改善更新步骤，诸如增加行搜索、自适应学习速率、共轭梯度、黑森估计技术等。

在某些情况下，单独使用第一滤波器的传递函数B的更新来解决约束冲突(constraint violation)需要几个步骤。代替地，可以以宽带增益降低g的形式提供立即解决方案。为了稳定性，可将g设定为0和1之间的最大可能值

其用于实值Ti(Ti<1)由下式解决

使用误差向量(19)(ei＝max(0，real(Ti-1-HiAiBi)))，其可重写为

其可简化为

其中im是指数其中eim是最大的，导致增益下降，从而确保最大的误差得到补偿。

所提出的自适应算法在矩阵实验室中对在多个不同装置和耳朵上记录的接收器到耳道话筒响应路径的集合进行测试，并且比较图3的主动阻塞消除电路与经初始化的第一和第二滤波器的结果。约束和目标，图10中所示的消除目标86；附加滤波器的传递函数88；最高峰值90；最大HB增益92；以及最大环路增益94，将两个主动阻塞消除电路设定为相同，除了新的附加滤波器响应用于主动阻塞消除电路而没有仅初始化之外。获得仿真结果用于以下情况：

1.具有经初始化的第一和第二滤波器(AOCv3)的图3的主动阻塞消除电路

2.在InitFree AOC中使用来自(11)的第一滤波器解决方案，第一滤波器和第二滤波器具有固定的传递函数(InitFree(Ω))，并且以通常的基带块速率适配第一滤波器的多个步骤相当于60秒。

3.在InitFree AOC中第一个滤波器和第二个滤波器是具有转发给到接收器的白噪声信号的自适应滤波器。阻塞响应分别在适配的1、2、5、10和20秒后进行采样。

表1示出了整个数据集的平均结果。平均消除值(Mean cancellation)、中位消除值(Median cancellation)和最大消除值(Max cancellation)的行表示目标范围(100-600Hz)的统计数据。峰值增益(Peak gain)(非期望的阻塞信号的最大放大)一定是在整个频率范围内测量。标准偏差(未示出)通常相当大，大部分大约为20％到40％，其至少部分是由于数据集的可变性引起的。

表1.平均性能结果

为了给出扩散(spread)的指示，图11示出了最大阻塞消除结果的分布。