移动终端及其用于提高TDD频段灵敏度的控制电路的制作方法

本实用新型涉及移动终端技术领域，特别涉及一种移动终端及其用于提高TDD频段灵敏度的控制电路。

背景技术：

智能手机等移动终端，在TDD_LTE（Time Division Long Term Evolution分时长期演进，）模式（即时分双工模式）下，由于TDD（时分双工）中band40/41的频段工作频率分别为：2300MHz-2400MHz, 2496MHz-2690MHz。在此频率之下，通路的差损可高达8dB左右，其接收灵敏度性能较差。在接收灵敏度较差的情况下，作为手机终端性能的最直接体现就是手机信号差，影响通话质量。

因而现有技术还有待改进和提高。

技术实现要素：

本实用新型要解决的技术问题在于，针对现有技术的不足，提供一种移动终端及其用于提高TDD频段灵敏度的控制电路，能提升Band40&41的接收灵敏度。

为了解决上述技术问题，本实用新型所采用的技术方案如下：

一种用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路，包括天线、天线匹配电路、传输模块、B40滤波前端匹配电路、B40滤波模块、B40滤波后端匹配电路、B41滤波前端匹配电路、B41滤波模块、B41滤波后端匹配电路、功率放大模块和射频收发器；所述天线接收的Band 40和/或Band 41射频信号经天线匹配电路优化后输出给传输模块，由传输模块切换后分成两路射频信号：一路射频信号依次经B40滤波前端匹配电路优化、B40滤波模块滤波、B40滤波后端匹配电路优化后输入至功率放大模块中；另一路射频信号依次经B41滤波前端匹配电路优化、B41滤波模块滤波、B41滤波后端匹配电路优化后输入至功率放大模块中；所述控制电路还包括用于降低功率放大模块后端损耗的低噪声放大模块；所述低噪声放大模块接收功率放大模块放大后射频信号，并进行低噪声放大降低功率放大模块的后端损耗后输出给射频收发器。

所述的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路中，所述低噪声放大模块包括低噪声放大单元、差分处理单元和口字型匹配单元；功率放大模块输出的射频信号经低噪声放大单元放大后输出给差分处理单元，由差分处理单元将单端信号转化为差分信号，并经口字型匹配单元优化后输出给射频收发器。

所述的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路中，所述低噪声放大单元包括低噪声放大器、第一电容、第二电容和第一电感；所述低噪声放大器的RFIN端连接功率放大模块，低噪声放大器的RFIN端通过第二电容接地，所述低噪声放大器的VDD端通过第一电容接地，所述低噪声放大器的RFOUT端连接差分处理单元的输入端、也通过第一电感接地。

所述的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路中，所述差分处理单元包括第三电容和巴伦变换器；所述第三电容的一端为差分处理单元的输入端、其连接低噪声放大器的RFOUT端，第三电容的另一端连接巴伦变换器的Unbalance端，所述巴伦变换器的Balance1端连接口字型匹配单元的第一输入端，所述巴伦变换器的Balance2端连接口字型匹配单元的第二输入端。

所述的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路中，所述口字型匹配单元包括第二电感、第三电感、第四电容和第五电容；所述第四电容的一端为口字型匹配单元的第一输入端、其连接巴伦变换器的Balance1端和第二电感的一端，第四电容的另一端连接第三电感的一端和射频收发器；所述第五电容的一端为口字型匹配单元的第二输入端、其连接巴伦变换器的Balance2端和第二电感的另一端，第五电容的另一端连接第三电感的另一端和射频收发器。

所述的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路中，所述低噪声放大器的型号为：MXD8015H。

所述的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路中，所述巴伦变换器的型号为：RFBLN06052G5WM9T16。

一种移动终端，包括移动终端本体，在所述移动终端本体中设置有PCB板，所述PCB板上设置有如上所述的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路。

有益效果：与现有技术相比，本实用新型提供了一种移动终端及其用于提高TDD频段灵敏度的控制电路。其中，控制电路包括：天线、天线匹配电路、传输模块、B40滤波前端匹配电路、B40滤波模块、B40滤波后端匹配电路、B41滤波前端匹配电路、B41滤波模块、B41滤波后端匹配电路、功率放大模块、射频收发器和用于降低功率放大模块后端损耗的低噪声放大模块；所述天线接收的Band 40和/或Band 41射频信号经天线匹配电路优化后输出给传输模块，由传输模块切换后分成两路射频信号：一路射频信号依次经B40滤波前端匹配电路优化、B40滤波模块滤波、B40滤波后端匹配电路优化后输入至功率放大模块中；另一路射频信号依次经B41滤波前端匹配电路优化、B41滤波模块滤波、B41滤波后端匹配电路优化后输入至功率放大模块中；由功率放大模块放大后输出给低噪声放大模块，并由低噪声放大模块进行低噪声放大降低功率放大模块的后端损耗后输出给射频收发器。本实用新型通过在功率放大模块的后端增加低噪声放大模块来降低功率放大模块的后端损耗，以此来减小整个通知的噪声系统，从而优化TDD频段灵敏度的灵敏度。

附图说明

图1为本实用新型提供的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路的结构框图。

图2为本实用新型提供的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路中低噪声放大模块的电路图。

具体实施方式

本实用新型提供一种移动终端及其用于提高TDD频段灵敏度的控制电路，为使本实用新型的目的、技术方案及效果更加清楚、明确，以下参照附图并举实施例对本实用新型进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

请参阅图1，其为本实用新型提供的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路的结构框图。如图1所示，本实用新型提供的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路包括天线Y1、天线匹配电路11、传输模块12、B40滤波前端匹配电路13、B40滤波模块14、B40滤波后端匹配电路15、B41滤波前端匹配电路16、B41滤波模块17、B41滤波后端匹配电路18、功率放大模块19、射频收发器20和低噪声放大模块21。

所述天线Y1通过天线匹配电路11连接传输模块12，所述传输模块12的第一输出端依次通过B40滤波前端匹配电路13、B40滤波模块14和B40滤波后端匹配电路15连接功率放大模块19，所述传输模块12的第二输出端依次通过B41滤波前端匹配电路16、B41滤波模块17和B41滤波后端匹配电路18连接功率放大模块19，所述功率放大模块19通过低噪声放大模块21连接射频收发器20。

在天线接收到射频信号时，所述天线接收的Band 40和/或Band 41射频信号经天线匹配电路11优化后输出给传输模块12，由传输模块12切换后分成两路射频信号：一路射频信号依次经B40滤波前端匹配电路13优化、B40滤波模块14滤波、B40滤波后端匹配电路15优化后输入至功率放大模块19中；另一路射频信号依次经B41滤波前端匹配电路16优化、B41滤波模块17滤波、B41滤波后端匹配电路18优化后输入至功率放大模块19中；由功率放大模块19放大后输出给低噪声放大模块21，并由低噪声放大模块21进行低噪声放大降低功率放大模块19的后端损耗后输出给射频收发器20。本实用新型通过在功率放大模块19的后端增加低噪声放大模块21来降低功率放大模块19的后端损耗，以此来减小整个通知的噪声系统，从而优化TDD频段灵敏度的灵敏度。

为了保证TDD高频Band40&41的接收灵敏度更优，保证移动终端（如手机）接收信号的能力更强，可以通过两种方式来实现：第一种方式、降低功率放大器前端通路损耗，通过调试Band40&41（即B40滤波模块14和B41滤波模块17）的前后端的匹配电路参数来优化；第二种方式、降低B40滤波模块14后端通路损耗，通过在B40滤波模块14后端，也即Band40&41接收通路上增加低噪声放大模块21来减小整个通路的噪声系数，从而优化灵敏度。

基于上述两种方式，首先、优化PA（功率放大器）前端通路的差损，可通过调试的滤波前端的π型匹配（即调节B40滤波前端匹配电路13和B41滤波前端匹配电路16的电子元件的参数），使Band40&41的收敛圈到最小状态，收敛性也即同频带内的S11（回波损耗）性能，反映整个频带的射频性能一致性；其次、调试滤波后端的π型匹配（即B40滤波后端匹配电路15和B41滤波后端匹配电路18的电子元件的参数），使S21（正向传输系数）参数在smith圆图上接近50ohm（可以通过网络分析仪上看出来）。此时，整个PA前端通路的插入损耗优化到最优水平。Band40和Band41的接收灵敏度分别为-95.8dBm和-95.5dBm。

此时，通过调试匹配优化灵敏度性能已经到了极限，无法在继续提高，本实用新型采用从PA到射频收发器20之间band40与band41采用同一条接收电路，通过在PA到射频收发器20之间的接收通路上添加一低噪声放大模块21，根据噪声系数级联公式以及极限灵敏度计算公式，可知此时移动终端可以忽略掉PA后端通路的损耗。所以，整个射频接收通路性能只由PA前端通路损耗来决定。

以下将对移动终端的band40和band41这两个频段的灵敏度进行说明：

1、加上低噪声放大模块21后噪声系数级联公式简明定义为：

Noise figure(dB)_All= LNA Pre-loss(dB)+LNA Noise figure(dB)

其中：Noise figure(dB)_All为通路总的噪声系数，LNA Pre-loss为LNA（低噪声放大器U1）前端的损耗；LNA Noise figure为LNA本体（即低噪声放大模块21自身）噪声系数。

2、未增加LTE LNA之前，整个通路的噪声系数可以计算为：

Noise figure(dB)_All=PA前端通路损耗（dB）+PA后端通路损耗（dB）

其中： LNA Pre-loss为PA前端通路损耗

3、接收机灵敏度计算公式：

Sen(dBm)=-174dBm/Hz+ Noise figure+10log(Rb)+SNRmini

其中：-174dBm/Hz为接收机的热噪声基底，Rb为GPS码率，SNRmini为接收机能接收的最小信噪比。

PA前端通路损耗也就是LNA Pre-loss，而PA后端通路损耗因为在PCB板上的走线较长，一般有3~5dB。LNA的噪声系数一般为0.8dB左右，所以，加上LNA后，LNA Noise figure<PA后端通路损耗，总的Noise Figure变小了。再根据第三个公式，Noise Figure小了，灵敏度也就小了，因此移动终端的接收灵敏度增强了。本实用新型的移动终端在增加了LNA之后，band40和band41两个频段的接收灵敏度分别达到了97.5与97.4，基本能够保证手机能够有较强的信号。

请一并参阅图2，具体实施时，所述低噪声放大模块21包括低噪声放大单元211、差分处理单元212和口字型匹配单元213；所述低噪声放大单元211的输入端连接功率放大模，低噪声放大单元211的输出端依次通过差分处理单元212和口字型匹配单元213连接射频收发器20。功率放大模块19输出的射频信号经低噪声放大单元211放大后输出给差分处理单元212，由差分处理单元212将单端信号转化为差分信号，并经口字型匹配单元213优化后输出给射频收发器20，从信号流向如图2中的箭头所示。

具体实施时，所述低噪声放大单元211包括低噪声放大器U1、第一电容C1、第二电容C2和第一电感L1；所述低噪声放大器U1的RFIN端连接功率放大模块19，低噪声放大器U1的RFIN端通过第二电容C2接地，所述低噪声放大器U1的VDD端通过第一电容C1接地，所述低噪声放大器U1的RFOUT端连接差分处理单元212的输入端、也通过第一电感L1接地。

所述差分处理单元212包括第三电容C3和巴伦变换器U2；所述第三电容C3的一端为差分处理单元212的输入端、其连接低噪声放大器U1的RFOUT端，第三电容C3的另一端连接巴伦变换器U2的Unbalance端，所述巴伦变换器U2的Balance1端连接口字型匹配单元213的第一输入端，所述巴伦变换器U2的Balance2端连接口字型匹配单元213的第二输入端。

所述口字型匹配单元213包括第二电感L2、第三电感L3、第四电容C4和第五电容C5；所述第四电容C4的一端为口字型匹配单元213的第一输入端、其连接巴伦变换器U2的Balance1端和第二电感L2的一端，第四电容C4的另一端连接第三电感L3的一端和射频收发器20；所述第五电容C5的一端为口字型匹配单元213的第二输入端、其连接巴伦变换器U2的Balance2端和第二电感L2的另一端，第五电容C5的另一端连接第三电感L3的另一端和射频收发器20。

本实施例中，所述传输模块12包括型号为AP6716M-31的传输芯片及其外围电路，B40滤波模块14包括型号为SAFFB2G35MA0F0A的滤波芯片及其外围电路，B41滤波模块17包括型号为SAFFB2G60MA0F0A的滤波芯片及其外围电路，功率放大模块19包括型号为AP7219M的功放芯片及其外围电路，射频收发器20包括型号为RFBLN06052G5WM9T16及其外围电路。所述低噪声放大器U1的型号为：MXD8015H，所述巴伦变换器U2的型号为：RFBLN06052G5WM9T16。由于天线匹配电路11、传输模块12、B40滤波前端匹配电路13、B40滤波模块14、B40滤波后端匹配电路15、B41滤波前端匹配电路16、B41滤波模块17、B41滤波后端匹配电路18、功率放大模块19和射频收发器20的功能均为现有技术，本实用对此不作详细。

为了更好的理解本实用新型，以下结合图1和图2，对本实用新型的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路在接收到射频信号时的信号处理过程进行详细说明：

天线接收Band 40和/或Band 41信号后，由天线匹配电路11阻抗优化把阻抗拉到50ohm负载，使天线端口和传输模块12的阻抗匹配。阻抗优化后的信号从AP6716M-31芯片的ANT脚输入，进入AP6716M-31芯片内部，经AP6716M-31芯片识别信号的频段并进行内部开关切换，分别通过AP6716M-31芯片Pin32(B40_TRX_ASM)和Pin33(B41_TRX_ASM)脚输出。

其中，切换的Band 40信号经B40滤波前端匹配电路13阻抗优化后输入SAFFB2G35MA0F0A芯片的Unbanced2脚，并从SAFFB2G35MA0F0A芯片的Unbanced1脚输出至B40滤波后端匹配电路15进行阻抗优化；切换的Band 41信号经B41滤波前端匹配电路16阻抗优化后输入SAFFB2G60MA0F0A芯片的Unbanced2脚，并从SAFFB2G60MA0F0A芯片的Unbanced1脚输出至B41滤波后端匹配电路18进行阻抗优化。

Band 40信号和Band 41信号分别经B40滤波后端匹配电路15和B41滤波后端匹配电路18阻抗优化后，Band40信号输入AP7219M芯片的Pin35(HB2)脚, Band41信号输入AP7219M芯片的Pin33(HB1) 脚, 然后从AP7219M芯片内部的3P4T开关统一切换到P42（HBRX2）脚，通过P42脚输出至MXD8015H芯片的输入端（RFIN端），经MXD8015H芯片进行低噪声放大后，并从RFOUT端输出到RFBLN06052G5WM9T16芯片的unbalanced脚，经RFBLN06052G5WM9T16芯片将单端信号转化为差分信号后，经口字型匹配电路进行阻抗优化，输出到MT6169芯片中的LTE_RFIN_HB3脚。

基本上述的用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路，本实用新型还相应提供一种移动终端，包括移动终端本体，在所述移动终端本体中设置有PCB板，所述PCB板上设置有用于提高移动终端的TDD频段灵敏度的控制电路。由于上文已对该控制电路进行了详细描述，此处不再赘述。

综上所述，本实用新型利用了功率放大器内部的开关，将band40与band4频率采用同一条接收通路来将信号传输给射频收发器，并且在其接收通路上添加一个低噪声放大模块，同时提高band40&band41频率的接收灵敏度。不仅达到了提高接收灵敏度的目的，而且只采用一个低噪声放大模块，节省了成本。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的精神和范围。