使用多相峰值检测器和解调器的唤醒接收器的制作方法

本发明总体涉及唤醒接收器，并且更具体地涉及使用多相峰值检测器和解调器的唤醒接收器。

背景技术：

唤醒接收器是辅助接收器，其连续地监测通信请求，同时允许主接收器保持在休眠模式直到需要通信。低延迟无线通信是低功率唤醒接收器成功的关键。可以通过在前端电子设备中消耗大量功率来实现低延迟，但是如果应用通过无线充电来操作，则这会降低电池寿命或限制信号处理。用于检测唤醒请求的常规解决方案已使用对数放大器来检测射频(rf)下的信号，使用混频器进行模式检测，随后是具有级联高通和低通频率响应的伪差分级，以及关于信号的单个相位进行能量检测。

技术实现要素：

在所描述的示例中，无线接收器包括峰值检测器，其被耦合以接收多个相位的输入信号并提供检测器输出。相位基本上是正交的。此外，无线接收器包括解调器，该解调器包括模拟比较器，该模拟比较器被耦合以接收检测器输出并提供比较器输出。

附图说明

图1描绘了根据实施例的正交相位峰值检测器的电路图。

图1a和图1b分别描绘了根据实施例的图1的电路的输入信号和输出信号。

图2描绘了根据实施例的正交相位峰值检测器的电路图。

图2a和图2b分别描绘了根据实施例的图2的电路的输入信号和输出信号。

图3a描绘了根据实施例的与正交相位峰值检测器一起使用的电流比较器的电路图。

图3b描绘了根据实施例的被修改以提供差分输出的图3a的电路。

图3c描绘了根据实施例的图3b的电路的差分输出。

图3d描绘了根据实施例的提供差分输出的电路的替代版本。

图4描绘了根据实施例的来自峰值检测器的两个连续级的示例输出信号可以用于提供数字输出的方式。

图5a描绘了根据实施例的低功率唤醒接收器的框图。

图5b描绘了根据实施例的解调器的框图。

图5c描绘了根据实施例的低功率唤醒接收器的框图。

图6描绘了根据实施例的无源异步正交移相器的电路图。

图7a描绘了根据实施例的低功率唤醒接收器的框图。

图7b描绘了根据实施例的低功率唤醒接收器的框图。

具体实施方式

在附图中，相同附图标记表示类似元件。在本说明书中，对“一”或“一个”实施例的不同引用不一定是相同的实施例，并且这样的引用可以表示至少一个。此外，当结合实施例描述特定特征、结构或特性时，可以结合其他实施例实现这样的特征、结构或特性，而不管是否明确描述。

示例实施例实现解调器，该解调器使用多个相位的输入信号(具体地使用正交相位的信号)来操作。常规的ask解调器使用单个相位信号或差分相位信号。使用n个相位通过减少峰值检测器的稳定时间将检测时间减少到原来的1/n。由于由n个相位所引起的固有低纹波，滤波元件还需要低的芯片上区域(即，这些滤波器的截止频率与单峰值检测器相比高n-1倍)。此外，分布式解调器在每个增益/滤波器级之后接收信号。通过每个级向期望信号提供增益并对先前级上的非期望信号进行滤波，来自一个级的输出可以用作来自后续级的输出的阈值，从而提供自动取决于信号幅度的阈值，使得不需要针对阈值的精确参考电压。这些改进可以并入到用于低功率唤醒接收器的整体架构中。

示例实施例包括使用输入信号的正交副本以允许更快地检测信号的系统和不需要应用精确阈值来确定信号的数字值的解调器。在将输入信号提供给解调器之前，整个系统的实施例将输入信号转换为正交信号。如下所述，在一个实施例中，两个或更多个混频器将输入的差分信号与正交频率混合，以便向滤波级提供正交信号，从而确保处理大部分以正交形式执行。在另一实施例中，混频器和滤波器级使用差分信号并且然后在将信号提供给解调器之前使用无源异步正交移相器将差分信号转换为正交信号。

在至少一个示例中，解调器至少需要比较器和转换器电路，该转换器电路确定对应于比较器输出的数字值。峰值检测器可以被视为向解调器提供输入的模块或者解调器的早期级，因为这些电路可以彼此紧密链接。图1描绘了正交相位峰值检测器100，在至少一个实施例中，其为解调器的一部分。在该图中，nmos晶体管102、104、106和108并联耦合，其中它们的相应的漏极耦合到vdd，并且它们的源极耦合到连接器114，连接器114还耦合到电流吸收器ibias。电阻器r具有耦合到连接器114的第一端子和耦合到电容器c的第二端子，电容器c具有耦合到本地接地的其另一端子。vout可以在电阻器r和电容器c之间获取。尽管在该实施例中晶体管102、104、106和108被实现为nmos晶体管，但是它们还可以被实现为pmos晶体管。

晶体管102、104、106、108中的每一个的栅极由四个正交信号之一控制，该四个正交信号如图1a所示并且其源于接收器的滤波级。这四个信号包括被标识为i+(0°)的信号φ1、被识别为i-(180°)的信号φ2、被识别为q+(90°)的信号φ3和被识别为q-(270°)的信号φ4。晶体管102的栅极由信号φ1控制，而晶体管104、106和108的栅极分别由信号φ2、φ3和φ4控制。尽管未在该图中具体示出，但是晶体管102、104、106、108中的每一个被偏置成接近其阈值电压，即，栅极-源极电压vgs近似等于阈值电压vth。在操作中，连接器114提供信号110并且vout提供信号112，信号110和信号112两者都在图1b中示出。

通过利用正交信号控制晶体管102、104、106、108的栅极并且从源极获取输出，正交相位峰值检测器100提供高输入阻抗和低输出阻抗。在峰值检测器中提供至少一个低阻抗点减少了与峰值检测器的操作相关联的时间常量。多个相位的输入信号在输出信号中提供较少的纹波。因此，在一个实施例中，信号以稳健的规划和良好的灵敏度和选择性在小于500微秒内稳定。由于低纹波或噪声，使用所描述的峰值检测器的接收器可以需要较少的滤波器面积并且使用比先前所需的更小的电容器。多个相位不需要信号之间的传播中的高精确度，即，如果替代0°和90°，信号是0°和95°，则对结果的影响可以忽略不计，因此不需要校准。

图2描绘了根据替代实施例的正交相位峰值检测器200。在该实施例中，nmos晶体管202、204、206、208再次并联耦合，但是在该实施例中，正交信号φ1、φ2、φ3和φ4(再次在图2a中示出)分别被施加到晶体管202、204、206、208的源极端子。这四个晶体管的漏极端子均耦合到连接器214，连接器214进而通过电阻器r耦合到上部轨(trail)。电容器c具有耦合到连接器214的第一端子和耦合到本地接地的第二端子。vout从连接器214获取并且提供输出信号212，如图2b所示。如在上文描述的实施例中，晶体管102、104、106、108中的每一个被偏置为接近其阈值电压(未具体示出)。

正交相位峰值检测器200表现出具有低输入阻抗的电流模式输入和具有高输出阻抗的电压模式输出。如上所述，在模拟检测器中提供至少一个低阻抗点减少了与峰值检测器的操作相关联的时间常量。如在上文描述的示例中，晶体管202、204、206、208不限于nmos晶体管，而是还可以是pmos晶体管。该实施例共享正交相位峰值检测器100的优点，即低纹波，并且在小于500微秒内稳定、与施加到峰值检测器的信号的周期有关的延迟。在这两个实施例中，n个相位的使用人为地产生n*fc的表观频率，其中fc是输入信号的频率。考虑到较低的纹波，滤波组件可以较小或者在一些实施例中可以被消除以节省面积。该技术可以容易地扩展到八个或更多个相位，如下文所述。在此类实施例中，正交相位峰值检测器100、200将各自包括对应于n个相位的n个晶体管。

图3a公开了根据实施例的电流比较器300a。电流比较器300a包含正交相位峰值检测器100，该正交相位峰值检测器100包含晶体管102、104、106、108，每个晶体管在相应的栅极端子上接收正交信号φ1、φ2、φ3和φ4中的一个，并且电流比较器300a还包括晶体管310、312、314、316、318、320。pmos晶体管312的源极耦合到上部轨，并且漏极与nmos晶体管316和320串联耦合到地。pmos晶体管310的源极耦合到上部轨，并且其栅极和漏极都耦合到峰值检测器100的漏极连接器322，并且nmos晶体管314和318串联耦合在峰值检测器100的源极连接器114和下部轨之间。pmos晶体管310和312的栅极耦合在一起，其中电阻器r和电容器c的一个端子耦合在这两个晶体管之间；电容器c的第二端子耦合到下部轨。nmos晶体管314和316具有耦合到输入vbias1的栅极，并且nmos晶体管318和320具有耦合到输入vbias2的栅极。这些输入偏置值限定相关联晶体管的操作条件并且提供克服相应的晶体管的阈值的低电压值并允许更有效的操作。晶体管310、312、314、316、318和320一起形成电流镜，使得pmos晶体管312镜像来自峰值检测器100的漏极电流，并且nmos晶体管316、320镜像来自峰值检测器100的源极电流。输出信号vout反映晶体管312和316的两个漏极电流之间的差值，该差值与输入信号的包络(envelope)成比例。

图3b公开了根据实施例的提供差分输出的电流比较器300b。比较器300b的电路的上部与比较器300a的相同，但是pmos晶体管312的源极连接到地，其中在晶体管312的漏极和地之间获取vout+。在峰值检测器100下方，nmos晶体管314、316的栅极绑在一起并且还绑到连接器114以产生单独的电流镜。在nmos晶体管316的漏极和下部轨之间获取vout-。图3c示出了比较器300b的输出，该输出是差分信号。图3d公开了图3b的电流比较器的替代版本，在图3d中未使用电流镜。在该实施例中，峰值检测器100通过第一电阻器连接到上部轨，并且通过并联连接的第二电阻器和电容器两者连接到下部轨。在该实施例中，直接从漏极连接器322获取vout+，并且直接从源极连接器114获取vout-。

图4描绘了不需要设置精确阈值的电压模式比较器方案。当将信号从模拟转换为数字时，通常根据已知参考(例如带隙等)在芯片上生成精确阈值，以提供切片(slice)逻辑1和0电平的平均值。将参考电平设置为等于平均值导致0和1状态下的最大噪声裕度(margin)。在信号值可以在0伏和3伏之间变化的示例系统中，阈值将通常被设置为1.5伏。这些用于唤醒接收器的架构使用分布式的n个模拟解调器组，其中每个连续解调器被耦合以接收来自连续增益/滤波器模块的输出。每个n-相位解调器的输出信号与输入信号幅度成比例，并且所有解调器使用相同的输入直流电压，其通常被设置处于中间轨。因此，对解调器n和解调器n+k的输入(其中k>＝1)是彼此的简单的缩放版本，并且这两个值可以放到简单的比较器中，其中较小的值用作较大的值的阈值，以提供轨到轨输出电压。在图4中，示出了来自两个连续解调器的输出信号。信号402由第一解调器n产生，并且信号404由连续解调器n+k产生，其信号经过进一步增益和滤波并且因此在信号中具有较大摆幅(wing)。通过使用信号402作为信号404的阈值，不需要产生精确的芯片上阈值。相反，每个解调器提供的输出可以用作与连续解调器输出相关联的比较器中的阈值信号。还可以将第n个峰值检测器的检测器输出与来自多个先前级的比较器输出的线性组合进行比较。在一个实施例中，使用公式do,n＝vpd(n)-vpd(n-k)确定先前比较器输出的线性组合，其中do,n表示第n级的比较器输出，k是小于n的整数，并且vpd,n表示第n级的检测器输出。最终输出值从最终解调器级获取并用于提供信号406；前面的解调器主要用于向连续解调器提供该阈值。

图5a示出低功率唤醒接收器500a的框图。唤醒接收器500a使用多相ask解调器，该多相ask解调器采用所描述的正交相位峰值检测器，并且还使用前一解调器的输出作为稍后解调器的阈值。使用同步正交相位执行信号处理，并且混频器使用正交切换波形操作，该正交切换波形使用锁相环内的分频器精确生成。唤醒接收器500从天线512接收差分信号。这些差分信号在放大器506处被接收并被放大，并且被传递到混频器502a和502b。混频器502a将差分信号与来自第一本地振荡器520a的0°和180°信号混合，并且混频器502b将差分信号与来自第二本地振荡器520b的90°和270°信号混合以产生正交的两组差分信号。

来自混频器502a的差分信号连续传递到增益/滤波器级508a、508b、508c和508d，而来自混频器502b的正交信号连续传递到增益/滤波器级508e、508f、508g和508h。每个连续增益/滤波器级508向通过其传递的信号提供滤波(例如以去除阻塞(blocker)信号)和附加增益。增益/滤波器级508a和508e是具有精确增益的基带增益/滤波器级；增益/滤波器级508a之后是无源多相增益/滤波器级508b、508c、508d，并且增益/滤波器级508e之后是级508f、508g、508h。两个基带滤波器级508a、508e各自用于抑制载波信号，并且多相增益/滤波器级508b、508c、508d、508f、508g、508h中的每一个可以用于为阻塞信号提供空值。整个架构直到解调器级是完全差分的，并提供对共模噪声的高抗扰度。

增益/滤波器级508a和508e被耦合以向解调器510a提供正交输入；增益/滤波器级508b和508f被耦合以向解调器510b提供正交输入；增益/滤波器级508c和508g被耦合以向解调器510c提供正交输入；并且增益/滤波器级508d和508h被耦合以向解调器510d提供正交输入。在该图的框图中，没有具体示出峰值检测器，但是峰值检测器可以是解调器的一部分。这在图5b中示出，图5b提供了如图5a所示的解调器510的框图。该图示出了解调器510包括峰值检测器532，峰值检测器532接收正交输入信号516并将(一个或多个)检测器输出信号540提供给模拟比较器534。模拟比较器534进而将信号542提供给转换器电路536，并且转换器电路536确定信号542是否应被视为零或一，并提供数字输出信号514。因为示例实施例中的模拟检测器以四个相位操作，所以检测导致检测速度与单个相位操作相比快3倍。此外，与提供脉冲输出的基于阈值的方案相比，解调器510的输出是稳定的方波形。这也增加了低延迟方案的优点，其简化了数字解调器后端。来自每个解调器的输出信号可以提供给解调器串中的连续解调器，即，解调器510a可以将输出信号514a提供给解调器510b；解调器510b可以将输出信号514b提供给解调器510c；以及解调器510c可以将输出信号514c提供给解调器510d。在这些实例的每一个中，来自一个级的输出信号可以用作后续级的阈值。此外，来自两个或更多个在前级的输出可以组合在一起以提供用于当前级的阈值。尽管在这些图中示出了四个增益/滤波器级，但是可以存在更少或更多的增益/滤波器级。来自解调器510d的输出信号514d将被用于为电路提供输出值。

图5a的架构还可以被修改，使得在增益/滤波器级之前使用单个混频器，并且由单个混频器提供的差分信号传递通过单组增益/滤波器级。这样的实施例在图5c中描绘。在该图中，放大器506从天线512接收差分信号并将放大的信号提供给混频器502，混频器502将差分输入信号与来自本地振荡器520的0°和180°差分信号混合，然后将差分信号提供给增益/滤波器级508a、508b、508c、508d。来自每个增益/滤波器级的差分输出信号被发送到连续增益/滤波器级，并且还被发送到相应的正交移相器522a、522b、522c和522d。正交移相器522a、522b、522c和522d是无源异步正交移相器，其实施例在图6中描绘并在以下进行描述。正交移相器600作为低损耗全通滤波器操作(即，不执行滤波)，但是执行相移使得差分输入in+和in-变为正交输出outi+、outi-、outq+和outq-。这些正交输出524a、524b、524c、524d作为输入提供给解调器510a、510b、510c、510d。如上所述，来自每个解调器的输出信号可以提供给解调器串中的连续解调器，即，解调器510a可以将输出信号514a提供给解调器510b；解调器510b可以将输出信号514b提供给解调器510c；并且解调器510c可以将输出信号514c提供给解调器510d。来自一个级的输出信号可以用作后续级的阈值或者与附加级的输出组合以提供当前级的阈值。同样，来自解调器510d的输出信号514d将用于为电路提供输出值。在图5a-图5c的电路中，所有元件都是直流兼容的，即元件彼此耦合而不需要元件之间的电容器。

图6描绘了根据实施例的无源异步正交移相器600。正交移相器600形成闭环，其包括电阻器r1、r2、r3、r4和电容器c1、c2、c3、c4。电容器c1耦合在电阻器r1和r2之间；电容器c2耦合在电阻器r2和r3之间；电容器c3耦合在电阻器r3和r4之间；并且电容器c4耦合在电阻器r4和r1之间。差分信号in+和in-被输入到正交移相器600，其中输入信号in+耦合在r1和c1之间并且还耦合在r4和c4之间。类似地，输入信号in-耦合在r2和c2之间并且还耦合在r3和c3之间。正交输出信号outi+和outi-分别在r1和c4之间以及在r3和c2之间获取；类似地，outq+、outq-分别在r2和c1之间以及在r4和c3之间获取。如上所述，可以在每个增益/滤波器级和相应的解调器之间提供正交移相器600的副本。

在图5c的一个实施例中，正交移相器522是基于混频器的，而不是基于图6的电阻器和电容器的循环布置。尽管没有具体示出，但是此类实施例将使用的布置类似于由混频器502a、502b和本地振荡器520a、520b所示的布置。当用作正交移相器时，该混频器/振荡器方法将被配置为使用正交相位时钟对每个差分相位信号516a、516b、516c、516d进行上变频，以产生四个不同的相位outi+、outi-、outq+、outq-。这种布置导致比图6的实施例更低的面积要求，因为混频器使用小的晶体管，而不是电阻器/电容器实施例所需的较大电阻器和电容器。

图7a公开了低功率唤醒接收器700a的另一框图。在该图中，混频器702接收差分射频输入信号701。混频器702a将来自本地振荡器704a的0°和180°信号与rf信号701混合，并且混频器702b将来自本地振荡器704b的90°和270°信号与rf信号701混合。来自混频器702a、702b的输出被提供给跨阻抗放大器706a和706b，在跨阻抗放大器706a和706b中执行信号的放大，并且然后被提供给多相滤波器708，在多相滤波器708中执行滤波，诸如以便去除阻塞频率。然后，多相滤波器708将放大的滤波的正交信号提供给解调器710和峰值检测器712两者。尽管未在该图中具体示出，但是来自峰值检测器712的输出还将被提供给解调器710。该实施例与图5a具有相似之处，因此这里没有对其进行广泛描述。提供该实施例主要为了说明该架构可以如何用于支持峰值检测的速度的进一步改进，如图7b所示，其通过提供45度的附加相移进一步改进了峰值检测的速度。这是通过使用宽带分频器完成的，该宽带分频器为混频器提供所有45°相位。使用附加的45°间隔尺寸(granularity)，该实施例可以获得优于单个相位操作的峰值检测时间的8倍速度提高，从而大大改进了系统的能量消耗。

图7b中的唤醒接收器700b基本上是图7a的电路的加倍版本，其中混频器702a将来自本地振荡器704a的0°和180°信号与rf信号701混合；混频器702b将来自本地振荡器704b的90°和270°信号与rf信号701混合；混频器702c将来自本地振荡器704c的45°和225°信号与rf信号701混合；并且混频器702d将来自本地振荡器704d的135°和315°信号与rf信号701混合。来自混频器702a、702b、702c和702d的输出分别提供给跨阻抗放大器706a、706b、706c和706d，并且然后分别提供给多相滤波器708a和708b。然后，多相滤波器708a将正交信号提供给解调器710a和峰值检测器712两者，而多相相位滤波器708b将正交信号提供给解调器710b和峰值检测器712。还可以使用提供同时信号处理的其他类似硬件块来添加附加的相位间隔尺寸。

因此，示例实施例包括无线接收器架构，其使用正交相位的输入信号以在使用低功率的同时提供更快的信号识别，并且还可以使用在内部生成而不是由外部源提供的阈值。所描述的架构的优点可以包括以下中的一个或多个：

·混频器优先方法导致低功率的信号处理，从而降低功耗；

·接收器的输入阻抗可以非常大，而无噪声损失，从而导致低功耗；

·接收器架构的前端增益导致来自后续级的噪声降低；从而可以使用大的电阻值来降低面积和功耗；

·在下变频之后，中频(if)下的n个相位被应用于峰值检测器，从而导致检测时间快n-1倍；

·通过使这些级的增益准确，可以获得更高的精度和更快的检测；在子阈值区域gmα1/rvhsr导致非常精确的增益实现；峰值检测器还可以被线性化以改进线性检测范围；

·通过在具有更多相位间隔尺寸的并联路径中添加类似硬件，可以实现更高的检测速度(更低的延迟)

·整个系统完全在芯片上，并且可以使用自校准以用于稳健操作；

·示例实施例是完全集成的，具有低功率和低面积；

·通过使用多相信号的多个部分，并且使用信号相关阈值以用于比较，大部分过程不敏感。

在本说明书中，除非明确说明，否则对单数元件的引用不意味着“一个且仅一个”，而是“一个或多个”。

在所描述的实施例中可以进行修改，并且在权利要求的范围内，其他实施例是可能的。