无源光网络中的高级时钟和数据恢复的制作方法

相关申请的参考信息

这个专利声明了在2016年12月14日递交的美国非临时专利申请的优先权和权益，申请号为15/378,362，名称为“无源光网络中的高级时钟和数据恢复”，其全部内容通过引用结合在本申请中。

背景技术：

pon是一种通过电信网的最后部分提供网络接入的系统。pon是一种p2mp网络，包括co处的olt、odn、用户所在室内的onu。pon还可包括位于olt与onu之间，例如位于多个客户所在马路的尽头的rn。

近年来，已在世界各地为多媒体应用部署了gpon和epon等tdmpon。在tdmpon中，在多个使用tdma方案的用户之间共享总容量，因此，每个用户的平均带宽可能低于100mb/s。epon使用wdm并提供高达10gb/s的速率。由于客户需求不断增长，下一代epon可能需要实现100gb/s。

将来的方法包括每波长信道25gb/s比特率的四信道wdm网络和每单个信道比特率更高的更少信道wdm网络。由于比特率需求持续增长，旨在高效使用现有设备的带宽限制可能会导致严重的isi。isi是高速pon的cdr所面临的重大挑战。具体而言，对于pon中的高速上游突发模式传输，cdr的收敛速度和质量会显著影响数据传输质量。

技术实现要素：

在一项实施例中，本发明包括一种装置，所述装置包括：oe组件，用于将具有第一调制格式的光信号转换为模拟电信号；adc，其耦合到所述oe组件并用于将所述模拟电信号转换为第一数字信号；以及cdr子系统，其耦合到所述oe组件并用于：将所述第一数字信号均衡为具有第二调制格式的第二数字信号，其中所述第二调制格式的电平多于所述第一调制格式；以及对所述第二数字信号执行cdr。在一些实施例中，所述装置还包括pr-mlse组件，其耦合到所述cdr子系统并用于将所述第二数字信号均衡为具有所述第一调制格式的第三电信号；所述pr-mlse组件还用于使用pr-mlse进一步均衡所述第二数字信号；所述cdr子系统包括ffe、决策组件、减法器和抽头加权更新器，它们形成一个反馈环路，其中所述pr-mlse组件位于所述反馈环路之外；对于nrz信号，所述第一调制格式具有两电平，所述第二调制格式具有三电平；对于pam4信号，所述第一调制格式具有四电平，所述第二调制格式具有七电平；所述cdr子系统包括ffe，用于：执行所述cdr以进行相位调整；以及执行均衡以进行isi补偿；所述ffe还用于自适应地跟踪频率偏移和抖动；所述cdr子系统还用于执行均衡，直到均衡信号的mse低于预定阈值；所述装置是olt，其中所述模拟电信号是突发模式信号；所述oe组件是pd、tia，或所述pd与所述tia的组合。

在另一实施例中，本发明包括一种装置，所述装置包括：cdr子系统，包括：ffe、耦合到所述ffe的决策组件、耦合到所述ffe和所述决策组件的减法器，以及耦合到所述减法器和所述ffe的抽头加权更新器；以及耦合到所述cdr子系统的pr-mlse组件。在一些实施例中，所述装置还包括耦合到所述cdr子系统的adc；所述装置还包括耦合到所述adc的vco；所述装置还包括耦合到所述adc的tia；所述装置还包括耦合到所述tia的pd；所述装置还包括耦合到所述pr-mlse组件的解码器。

在又一实施例中，本发明包括一种方法，所述方法包括：将具有第一调制格式的光信号转换为模拟电信号；将所述模拟电信号转换为第一数字信号；将所述第一数字信号均衡为具有第二调制格式的第二数字信号，其中所述第二调制格式的电平多于所述第一调制格式；以及对所述第二数字信号执行cdr。在一些实施例中，所述方法还包括使用pr-mlse将所述第二数字信号均衡为具有所述第一调制格式的第三电信号；所述方法还包括执行均衡，直到均衡信号的mse低于预定阈值。

为清晰起见，在本发明的范围内，前述实施例中的任何一项可以与前述其它实施例中的任何一项或多项组合来创建新的实施例。

结合附图和权利要求，可以在下文的详细描述中更清楚地理解这些和其它特征。

附图说明

为了更透彻地理解本发明，现参阅结合附图和具体实施方式而描述的以下简要说明，其中的相同参考标号表示相同部分。

图1为pon的示意图。

图2a为数据通信系统的示意图。

图2b为图2a中的接收器的示意图。

图3为示出图2b中ffe中的两级均衡误差的曲线图。

图4为示出图2b中ffe的不同时钟相位误差的两级收敛时间的表。

图5为示出图2b中ffe中的四级均衡误差的曲线图。

图6为示出图2b中ffe的不同时钟相位误差的四级收敛时间的表。

图7为根据本发明一实施例的高级cdr接收器的示意图。

图8为示出相位误差和isi的曲线图。

图9为根据本发明一实施例的设备的示意图。

图10a为示出三级cdr之前的两电平nrz信号的图。

图10b为根据本发明一实施例的示出图7中执行高级cdr之后的三电平nrz信号的曲线图。

图11a为示出七级cdr之前的四电平pam4信号的图。

图11b为根据本发明一实施例的示出高级cdr之后的七电平pam4信号的曲线图。

图12为根据本发明一实施例的示出图7中使用三级均衡来均衡两电平nrz信号的ffe的均衡误差的曲线图。

图13为根据本发明一实施例的示出图7中使用三级均衡来均衡两电平nrz信号的ffe的收敛时间的表。

图14为根据本发明一实施例的示出图7中使用七级均衡来均衡四电平pam4信号的ffe的均衡误差的曲线图。

图15为根据本发明一实施例的示出图7中使用七级均衡来均衡四电平pam4信号的ffe的收敛时间的表。

图16为根据本发明一实施例的执行高级cdr的方法的流程图。

图17为根据本发明另一实施例的执行高级cdr的方法的流程图。

具体实施方式

首先应理解，尽管下文提供一项或多项实施例的说明性实施方式，但所公开的系统和/或方法可使用任何数目的技术来实施，无论该技术是当前已知还是现有的。本发明决不应限于下文所说明的说明性实施方式、附图和技术，包括本文所说明并描述的示例性设计和实施方式，而是可在所附权利要求书的范围以及其等效物的完整范围内修改。

以下缩略语和首字母缩略词适用：

adc：模数转换器(analog-to-digitalconverter)

apd：雪崩光电二极管(avalanchepd)

asic：专用集成电路(application-specificintegratedcircuit)

ber：误码率(biterrorrate)

bm：突发模式(burst-mode)

cdr：时钟和数据恢复(clockanddatarecovery)

co：中心局(centraloffice)

cpu：中央处理器(centralprocessingunit)

db：分贝(decibel)

dfe：判决反馈均衡(decisionfeedbackequalizer)

dsp：数字信号处理(digitalsignalprocessing)、数字信号处理器(digitalsignalprocessor)

eml：电吸收调制激光器(electro-absorptionmodulatedlaser)

epon：以太网无源光网络(ethernetpon)

eo：电光(electrical-to-optical)

ffe：前向均衡器(feed-forwardequalizer)

fpga：现场可编程门阵列(field-programmablegatearray)

gbd：吉波特(gigabaud)

gb/s：吉比特/秒(gigabitspersecond)

gpon：吉比特无源光网络(gigabitpon)

gepon：吉比特以太网无源光网络(gigabitethernetpon)

isi：符号间干扰(inter-symbolinterference)

lo：本地振荡器(localoscillator)

mac：媒体接入控制(mediaaccesscontrol)

mb/s：兆比特/秒(megabitspersecond)

mlse：最大似然序列估计(maximum-likelihoodsequenceestimation)

ms：毫秒(millisecond)

mse：均方差(meansquareerror)

nrz：不归零制(non-return-to-zero)

ns：纳秒(nanosecond)

oa：光放大器(opticalamplifier)

odn：光分配网络(opticaldistributionnetwork)

oe：光电(optical-to-electrical)

olt：光线路终端(opticallineterminal)

onu：光网络单元(opticalnetworkunit)

p2mp：点到多点(point-to-multipoint)

pam4：四级脉冲幅度调制(four-levelpulse-amplitudemodulation)

pd：光电二极管(photodiode)

pon：无源光网络(passiveopticalnetwork)

pr：部分响应(partialresponse)

ram：随机存取存储器(random-accessmemory)

rn：远端节点(remotenode)

rom：只读存储器(read-onlymemory)

rx：接收器(receiver)

soa：半导体光放大器(semiconductoropticalamplifier)

sram：静态随机存取存储器(staticram)

ssmf：标准单模光纤(standardsingle-modefiber)

tcam：三重内容寻址内存(ternarycontent-addressablememory)

tdm：时分复用(time-divisionmultiplexing)

tdma：时分多址(time-divisionmultipleaccess)

tia：转移阻抗放大器(transimpedanceamplifier)

tx：发射器(transmitter)

ui：单位间隔(unitinterval)

vco：压控振荡器(voltage-controlledoscillator)

vga：可变增益放大器(variable-gainamplifier)

voa：可调光衰减器(variableopticalattenuator)

wdm：波分复用(wavelength-divisionmultiplexing)

μs：微秒(microsecond)

需要实施一种在以较少符号实现收敛的同时保持或降低mse的均衡方法。这种方法还应降低系统复杂度和isi敏感度。根据本发明的各个实施例，公开了pon中的高级cdr的实施例。这些实施例包括单个ffe，可称为部分ffe，因为其执行至少两个功能，即，用于相位调整的cdr和用于isi补偿的均衡。ffe是自适应的，因此其能够跟踪频率偏移和抖动。由于这些原因，ffe降低了adc和dsp复杂度。此外，ffe实现了高级cdr，例如，针对nrz信号的三级cdr和针对pam4信号的七级cdr。高级cdr缩短了cdr收敛时间，从而支持低成本、窄带宽选项，确保满足各pon标准中要求的转换时间，并降低了均衡噪声。这些实施例适用于onu等下游接收器，也适用于olt等上游接收器，不过接收突发模式信号的上游接收器可实现最大利益。这些突发模式信号可达到至少40gb/s。

图1为pon100的示意图。pon100是一种通信网络，包括olt110、多个onu120，以及将olt110耦合到onu120的odn130。pon100适于实施所公开的实施例。

olt110与onu120和另一网络通信。具体而言，olt110是该另一网络与onu120之间的中介。例如，olt110向onu120转发从该另一网络接收的数据，向该另一网络转发从onu120接收的数据。olt110包括发射器和接收器。当该另一网络使用的网络协议与pon100中使用的协议不同时，olt110包括转换器，该转换器将网络协议转换为pon协议以及将pon协议转换为网络协议。olt110通常位于co等中心位置，但是也可位于其它合适的位置。

odn130是一种数据分发系统，包括光纤光缆、耦合器、分光器、分发器和其它合适组件。这些组件包括无源光组件，这些无源光组件无需电能便可在olt110与onu120之间分发信号。这些组件还可包括有源组件，例如需要电能的光放大器。在如图所示的分支配置中，odn130从olt110延伸到onu120，但是odn130可通过任何其它合适的p2mp方式来配置。

onu120与olt110和客户通信，充当olt110与客户之间的中介。例如，onu120将数据从olt110转发给客户，将数据从客户转发给olt110。onu120包括光发射器，这些光发射器将电信号转换为光信号，并将光信号传输给olt110；并且onu120包括光接收器，这些光接收器从olt110接收光信号，并将光信号转换为电信号。onu120还包括向客户传输电信号的第二发射器和从客户接收电信号的第二接收器。onu120与ont类似，这两个术语可互换使用。onu120通常位于分散的位置，例如位于客户所在室内，但是它们也可位于其它合适的位置。

图2a为数据通信系统200的示意图。数据通信系统200在xinyin等人于2012年12月3日在光学快讯(opticsexpress)第20卷第26期中发表的“一种用于长距离pon系统的具有31db动态范围的基于10gb/sapd的线性突发模式接收器(a10gb/sapd-basedlinearburst-modereceiverwith31dbdynamicrangeforreach-extendedponsystems)”中进行了描述，该文章以引入的方式并入本文本中。数据通信系统200通常包括：发射器203；ssmf213、223；rn215；以及接收器225。发射器203可在olt110中实施，接收器225可在其中一个onu120中实施，或者反之；ssmf213、223和rn215可在odn130中实施。

发射器203包括图形发生器205、发射器207和voa210。图形发生器205生成特定图形的光信号，并向第一发射器207提供第一图形的光信号，向第二发射器207提供第二图形的光信号。发射器207向voa210传输光信号。voa210放大光信号，并通过ssmf213向rn215传输这些光信号。

rn215包括soa217和滤光器220。soa217放大光信号。滤光器220选择性地修改光信号以获得最佳信号特性，从而实现高传输性能，并通过ssmf223将光信号传输给接收器225。接收器225对光信号执行信道均衡。下文结合图2b对接收器225进行进一步描述。

图2b为图2a中的接收器225的示意图。接收器225包括voa227、apd线性bmrx230、vga233、处理器235、ffe237、求和组件240、cdr组件243、dfe245、相位组件247、偏移组件250、误差计数器253和ber分析器255。如上所述，接收器225通过ssmf223从rn215接收光信号。voa227降低光信号强度，以便匹配所需的接收质量。apd线性bmrx230将光信号转换为电信号。vga233对电信号进行放大和采样，以生成突发数字信号。ffe237对突发数字信号执行线性均衡以生成线性均衡信号。

求和组件240对来自ffe237的线性均衡信号与来自dfe245的dfe信号进行求和，以形成求和均衡信号。求和组件240反复求和，直到完成信道均衡，完成信道均衡意味着采样相位最佳化且求和均衡信号已收敛。cdr组件243执行cdr以生成恢复信号。dfe245对恢复信号进行估计以生成dfe信号。

相位组件247在信号均衡执行期间将恢复信号的相位与时钟对齐。偏移组件250调整信号以抵消损耗。误差计数器253基于dfe信号、来自相位组件247的值以及来自偏移组件250的值来计算误差数据。ber分析器255对dfe信号进行分析以确定误码数。不断执行均衡和cdr，直到信号收敛且采样相位最优化。处理器235确定光信号的均衡何时完成。如图所示，为了保证接收器225的性能，cdr组件243、ffe237和dfe245相互独立，但这样增加了复杂度、成本、收敛时间以及接收器225对isi的敏感度。

图3为示出图2b中ffe237中的两级均衡误差的曲线图300。具体而言，曲线图300展示了使用10gb/seml和apd进行nrz调制的25gb/spon的实验结果。曲线图300包括子图310，其为曲线图300中如箭头所示的放大部分。x轴表示恒定单位的符号数，y轴表示mse，单位为db。当曲线320在2.07μs后在51911个符号处变平时，发生收敛，2.07μs对于信道均衡来说是一个相对较长的时间。收敛后，mse约为-8db。

图4为示出图2b中ffe237的不同时钟相位误差的两级收敛时间的表400。为了全面估计cdr收敛时间，捕获并处理初始采样相位不同的数据。因此，表400还说明相位误差会影响图3所示的收敛时间。表400包括三组值：相位误差，单位为恒定ui；第一收敛时间，单位为比特；以及第二收敛时间，测量单位为ns。如表所示，51911个符号、2.07μs(2.0764×10³ns)的最大cdr收敛时间出现在具有0ui相位误差的采样点处。

图5为示出图2b中ffe237中的四级均衡误差的曲线图500。具体而言，曲线图500展示了使用10gb/seml和apd进行25gbdpam4调制的50gb/spon的实验结果。曲线图500包括子图510，其为曲线图500中如箭头所示的放大部分。x轴表示恒定单位的符号数，y轴表示mse，单位为db。当曲线520在301.48ns后在7537个符号处变平时，发生收敛。收敛后，mse约为-5db。

图6为示出图2b中ffe237的不同时钟相位误差的四级收敛时间的表600。表600还说明相位误差会影响图5所示的收敛时间。表600包括三组值：相位误差，单位为恒定单位间隔(unitinterval，ui)；第一收敛时间，单位为比特；以及第二收敛时间，单位为ns。如表所示，9836个符号、393.44ns的最大cdr收敛时间出现在具有5/16ui相位误差的采样点处。

由于对更快、更多数据传输的需求增加，对数据的处理和均衡也必须更快。尤其是在低成本、高带宽电子组件的研发速度跟不上pon数据速率的增长时，带宽限制将引入严重的isi。在这种情况下，上文所示的两级和四级均衡等信道均衡方法可能不够快。因此，需要实施一种在以较少符号实现收敛的同时保持或降低mse的均衡方法。这种方法还应降低系统复杂度和isi敏感度。

本文公开了pon中的高级cdr的实施例。这些实施例包括单个ffe，可称为部分ffe，因为其执行至少两个功能，即，用于相位调整的cdr和用于isi补偿的均衡。ffe是自适应的，因此其能够跟踪频率偏移和抖动。由于这些原因，ffe降低了adc和dsp复杂度。此外，ffe实现了高级cdr，例如，针对nrz信号的三级cdr和针对pam4信号的七级cdr。高级cdr缩短了cdr收敛时间，从而支持低成本、窄带宽选项，确保满足各pon标准中要求的转换时间，并降低了均衡噪声。这些实施例适用于onu等下游接收器，也适用于olt等上游接收器，不过接收突发模式信号的上游接收器可实现最大利益。这些突发模式信号可达到至少40gb/s。

图7是根据本发明一实施例的接收器700的示意图。接收器700可在olt和onu120中实施，接收器700可实施接收器225。接收器700包括pd710、tia715、vco720、adc725、cdr子系统730、pr-mlse组件755和解码器760。

pd710将突发模式光信号转换为电流信号。tia715将电流信号转换为放大电压信号。adc725对放大电压信号进行采样，并将放大电压信号转换为数字电信号，其中该放大电压信号为模拟电信号。vco720对adc725进行采样以同步接收器700与发射器之间的频率。然而，接收器700和发射器可能以不同的相位操作，这可称为相位误差。相位误差和isi在图8中示出。

图8为示出相位误差和isi的曲线图800。x轴表示恒定单位的时间，y轴表示恒定单位的信号幅度。曲线图800包括曲线810，表示在六个采样点x1、x2、x3、x4、x5和x6处进行采样的采样信号，例如来自adc725的采样信号。采样点应位于放大电压信号中每个峰的中间信号幅度处。然而，由于ssmf213、223等信道存在缺陷，采样点可能并非如此。首先，可能存在相位误差，所以adc在错误的点对简化电压信号进行采样。因此，采样点x3与x4之间的测量中心点820位于采样点x3与x4之间的实际中心点830的左边。此外，isi可使曲线810的峰扭曲。因此，第三个峰左侧变宽，所以采样点x5低于第三个峰840的中间信号幅度。

返回图7，cdr子系统730包括抽头加权更新器735、ffe740、误差阈值比较器742、误差计算器744、减法器745和决策组件750，它们一起形成反馈环路以执行cdr和均衡，从而补偿上述相位误差和isi。具体而言，在第一迭代中，ffe740向减法器745传递均衡信号xeq，该均衡信号是针对第一迭代的来自adc725的采样信号。决策组件750向减法器745传递决策基准d，该决策基准为第一迭代的训练序列。减法器745如下计算误差信号e：

e＝xeq–d(1)

减法器745向抽头加权更新器735和误差计算器传递误差信号。抽头加权更新器735基于误差信号计算与采样点x1、x2、x3、x4、x5、x6分别对应的抽头加权w(1)、w(2)、w(3)、w(4)、w(5)、w(6)。

在后续迭代中，ffe740如下计算均衡信号：

xeq＝w(1)x(1)+w(2)x(2)+w(3)x(3)+w(4)x(4)+w(5)x(5)+w(6)x(6)(2)

其中，x(1)、x(2)、x(3)、x(4)、x(5)、x(6)分别对应采样点x1、x2、x3、x4、x5、x6处的采样信号的幅度。ffe740向减法器745和决策组件750传递均衡信号。如下文图10a、图11a所示，由于光学设备的限制而引入严重的isi，所接收的信号在时域中出现比特重叠，更像是高级信号，例如，针对nrz的三电平信号和针对pam-4的七电平信号，而不是所传输的两电平nrz信号或四电平pam-4信号。因此，如果决策组件750基于以下高级决策原则确定决策基准，则更容易获得收敛：

减法器745使用等式(1)计算误差信号，抽头加权更新器735基于误差信号计算抽头加权，ffe740使用等式(2)再次计算均衡信号。

该反馈环路一直持续，直到均衡信号收敛，因此均衡误差等于或低于预定阈值。具体而言，误差计算器744计算均衡误差的mse。误差阈值比较器742确定mse是否小于阈值。如果误差等于或小于阈值，则误差阈值比较器742指示cdr子系统730中止反馈环路。如果误差大于阈值，则误差阈值比较器742不向cdr子系统730提供任何指示，或指示cdr子系统730继续反馈环路。阈值为例如-6db。

虽然描述了六个抽头加权、采样点和幅度，但是cdr子系统730可采用任何合适数量的抽头加权、采样点和幅度。此外，决策基准是适用于两电平nrz信号等的三级决策基准。类似地，决策基准可以是适用于pam4信号等的七级决策基准。不管传入信号的电平是什么，cdr子系统730均可实施高级决策基准。此外，虽然描述了阈值来确定收敛，但是cdr子系统730可实施任何合适的收敛指示。

抽头加权更新器735通知ffe740均衡信号已收敛。然后，ffe740将均衡信号传递给pr-mlse组件755。pr-mlse组件755使用已知信道响应将二进制决策比特映射为高级比特，方法是在各时间点对前一比特与后一比特进行求和。不同可能决策比特的组合形成了不同的格栅路径。pr-mlse组件755使用相比于ffe740之后的均衡信号具有最小欧氏距离的路径作为最可靠比特路径。pr-mlse组件755在最可靠路径上输出比特，并将这些比特解映射为二进制信号。通过以上步骤，pr-mlse组件755对均衡信号执行了mlse，以将均衡信号转换为估计信号，该估计信号为二进制两电平信号。解码器760对估计信号进行解码以生成解码信号供进一步处理。

图9是根据本发明一实施例的设备900的示意图。设备900可实施所公开的实施例，例如接收器700。设备900包括：入端口910和rx920，用于接收数据；处理器、逻辑单元或cpu930，用于处理数据；tx940和出端口950，用于传输数据；以及存储器960，用于存储数据。设备900还可包括oe组件和eo组件，它们耦合到用于光信号或电信号的出入的入端口910、rx920、tx940和出端口950。

处理器930通过硬件、中间件、固件和软件的任意合适组合来实施。处理器930可实施为一个或多个cpu芯片、内核(例如，实施为多核处理器)、fpga、asic或dsp。处理器930与入端口910、rx920、tx940、出端口950和存储器960通信。处理器930包括cdr组件970，其可实施所公开的实施例。因此，包括cdr组件970明显改进了设备900的功能并使设备900转变到不同状态。或者，存储器960存储cdr组件970作为指令，处理器930执行这些指令。

存储器960包括一个或多个磁盘、磁带驱动器或固态硬盘，并可用作溢流数据存储设备，用来在程序被选择执行时存储这类程序，或用来存储在程序执行期间读取的指令和数据。存储器960可以是易失性的或非易失性的，并且可以是rom、ram、tcam或sram的任意组合。

在一个示例实施例中，设备900包括：电转换模块，将具有第一调制格式的光信号转换为模拟电信号；数字化模块，将模拟电信号转换为第一数字信号；均衡模块，将第一数字信号均衡为具有第二调制格式的第二数字信号，其中第二调制格式的电平多于第一调制格式；以及恢复模块，对第二数字信号进行时钟和数据恢复(clockanddatarecovery，cdr)。在一些实施例中，设备900可包括其它或额外的模块，用于执行实施例中所描述的任一步骤或步骤的组合。此外，本方法的任一额外或替代性实施例或方面，如任一附图所示或任一权利要求中所陈述，预计也包括类似的模块。

图10a为示出三级cdr之前的两电平nrz信号的图1000。x轴表示恒定单位的时间或符号持续期，y轴表示恒定单位的幅度。可以看出，两电平nrz信号似乎差不多有三级，由于isi而没有清晰的轮廓。

图10b为根据本发明一实施例的示出高级cdr之后的三电平nrz信号的曲线图1010。x轴表示时间，单位为秒，y轴表示恒定单位的幅度。如图所示，高级cdr基本消除了isi，从而产生轮廓清晰的三电平nrz信号，而不像图10a中的两电平nrz信号。

图11a为示出七级cdr之前的四电平pam4信号的图1100。x轴表示时间，单位为秒，y轴表示恒定单位的幅度。可以看出，四电平pam4信号似乎差不多有七级，由于isi而没有清晰的轮廓。

图11b为根据本发明一实施例的示出高级cdr之后的七电平pam4信号的曲线图1110。x轴表示时间，单位为秒，y轴表示恒定单位的幅度。如图所示，高级cdr基本消除了isi，从而产生轮廓清晰的七电平信号，而不像图11a中的四电平pam4信号。

图12为根据本发明一实施例的示出图7中使用三级均衡来均衡两电平nrz信号的ffe740的均衡误差的曲线图1200。曲线图1200包括子图1210，其为曲线图1200中如箭头所示的放大部分。x轴表示恒定单位的符号数，y轴表示mse，单位为db。当曲线1220在111.56ns后在约2789个符号处变平时，发生收敛。收敛后，mse约为-9db，比图3所示的mse低约2db。

图13为根据本发明一实施例的示出图7中使用三级均衡来均衡两电平nrz信号的ffe740的收敛时间的表1300。表1300还示出了图12所示的收敛时间。表1300包括三组值：相位误差，单位为ui；第一收敛时间，单位为比特；以及第二收敛时间，单位为ns。如表所示，2789个符号、111.56ns的收敛点处没有相位误差。4048个符号、161.92ns的最大cdr收敛时间出现在具有3/16ui相位误差的采样点处。

图14为根据本发明一实施例的示出图7中使用七级均衡来均衡四电平pam4信号的ffe740的均衡误差的曲线图1400。曲线图1400包括子图1410，其为曲线图1400中如箭头所示的放大部分。x轴表示恒定单位的符号数，y轴表示mse，单位为db。当曲线1420在117.44ns后在约2936个符号处变平时，发生收敛。收敛后，mse约为-12db，比图5所示的mse低约7db。

图15为根据本发明一实施例的示出图7中使用七级均衡来均衡四电平pam4信号的ffe740的收敛时间的表1500。表1500还示出了图14所示的收敛时间。表1500包括三组值：相位误差，单位为ui；第一收敛时间，单位为比特；以及第二收敛时间，单位为ns。如表所示，2783个符号、111.72ns的最大cdr收敛时间出现在具有6/16ui相位误差的采样点处。

将图3至图4与图12至图13进行比较，高级cdr将两电平nrz信号的收敛时间从2.07μs后的51911个符号减少到111.56ns后的2789个符号。换言之，高级cdr的收敛至少快了18.5倍。将图5至图6与图14至图15进行比较，高级cdr将四电平pam4信号的收敛时间从301.48ns后的7537个符号减少到117.44ns后的2936个符号。换言之，高级cdr的收敛至少快了2.5倍。

图16为根据本发明一实施例的执行高级cdr的方法1600的流程图。接收器700执行方法1600。在步骤1610处，接收信号。例如，pd710接收光信号。在步骤1620处，使用高级cdr来均衡该信号。例如，在pd710、tia715和adc725将光信号转换为数字信号后，cdr子系统730执行cdr，包括ffe，如上文所述。同时，cdr子系统730自适应地更新抽头加权。如第一示例，cdr子系统730使用三级均衡执行两电平nrz信号的cdr。如第二示例，cdr子系统730使用七级均衡执行四电平pam4信号的cdr。在步骤1630处，计算mse。例如，误差计算器744计算均衡信号的mse。在决策菱形1640处，确定mse是否小于阈值。例如，误差阈值比较器742确定mse是否小于上文所述的阈值。若否，则方法1600返回到步骤1630。若是，则方法1600前进到步骤1650。最后，在步骤1650处，执行pr-mlse和解码。例如，pr-mlse组件755执行pr-mlse，解码器760执行解码。

图17为根据本发明另一实施例的执行高级cdr的方法1700的流程图。接收器700执行方法1700。在步骤1710处，将具有第一调制格式的光信号转换为模拟电信号。例如，pd710将光信号转换为电流信号，tia715将电流信号转换为放大电压信号，该放大电压信号是模拟电信号。在步骤1720处，将模拟电信号转换为第一数字信号。例如，adc725将模拟电信号转换为第一电平的第一数字信号。在步骤1730处，将第一数字信号均衡为具有第二调制格式的第二数字信号。例如，cdr子系统730将第一数字信号均衡为第二电平的第二数字信号。第二调制格式的电平多于第一调制格式。最后，在步骤1740处，对第二数字信号执行cdr。例如，cdr子系统730对第二数字信号执行cdr。

在一个示例实施例中，一种装置包括：oe元件，用于将具有第一调制格式的光信号转换为模拟电信号；adc元件，其耦合到oe元件并用于将模拟电信号转换为第一数字信号；以及cdr元件，其耦合到oe元件并用于：将第一数字信号均衡为具有第二调制格式的第二数字信号，其中第二调制格式的电平多于第一调制格式；以及对第二数字信号执行cdr。

当第一组件与第二组件之间不存在除了线、轨迹或其它介质之外的中间组件时，第一组件直接耦合到第二组件。当第一组件与第二组件之间存在除了线、轨迹或其它介质之外的中间组件时，第一组件间接耦合到第二组件。术语“耦合”及其变体包括直接耦合和间接耦合。除非另有说明，否则使用术语“约”是指随后描述的数字的±10％。

虽然本发明中提供了多个实施例，但应当理解，所公开的系统和方法也可通过其它多种具体形式体现，而不会脱离本发明的精神或范围。本发明的示例应被视为说明性而非限制性的，且本发明并不限于本文中所给出的细节。例如，各种元件或组件可以在另一系统中组合或整合，或者某些特征可以省略或不实施。

此外，在不脱离本发明的范围的情况下，各种实施例中描述和说明为离散或单独的技术、系统、子系统和方法可以与其它系统、单元、技术或方法进行组合或合并。展示或论述为彼此耦合或直接耦合或通信的其它项也可以采用电方式、机械方式或其它方式经由某一接口、设备或中间组件间接地耦合或通信。其它变更、替换、更替示例对本领域技术人员而言是显而易见的，均不脱离此处公开的精神和范围。