子频带的信道估计的制作方法
本发明涉及无线通信网络或系统领域，特别涉及一种用于获得在一个或多个跳频信道中发送的宽带信号的重构相位相干性的方法，其可以用于例如这种无线通信网络中的用户设备(例如，移动终端)的定位。
因此，本发明的实施例涉及根据权利要求1的用于接收无线电信号的接收机、根据权利要求39的无线通信网络、根据权利要求42的用于接收无线电信号的方法、以及根据权利要求43的用于执行所述方法的计算机程序。
背景技术：
图16是网络基础设施(例如，无线通信网络或者无线通信系统)的示例的示意表示，该网络架构包括多个基站enb1至enb5，每个基站服务基站周围的特定区域(由相应小区16001至16005示意性地表示)。提供基站以服务小区内的用户。用户可以是固定设备或移动设备。此外，无线通信系统可以由与基站或用户连接的iot设备访问。iot设备可以包括物理设备、车辆、建筑物和其中嵌入有电子设备、软件、传感器、致动器等其它项以及使这些设备能够在现有网络基础设施上收集和交换数据的网络连接。图16示出了仅五个小区的示意性图，然而，无线通信系统可以包括更多这样的小区。图16示出了两个用户ue1和ue2(也称为用户设备ue)，它们在小区16002中，并且由基站enb2服务。在小区16004中示出了另一用户ue2，其由基站enb4服务。箭头16021、16022和16023示意性地表示用于从用户ue1、ue2和ue3向基站enb2、enb4发送数据或用于从基站enb2、enb4向用户ue1、ue2、ue3发送数据的上行链路/下行链路连接。此外，图16在小区16004中示出了两个iot设备16041和16042，其可以是固定设备或移动设备。iot设备16041经由基站enb4访问无线通信系统以接收和发送数据(如箭头16061示意性所示)。iot设备16042经由用户ue3访问无线通信系统(如箭头16062示意性所示)。
无线通信系统可以是基于频分复用的任何单频或多载波系统，例如正交频分复用(ofdm)系统、lte标准定义的正交频分多址(ofdma)系统、或者有或没有cp的任何其它基于ifft的信号(例如，dft-s-ofdm)。可以使用其它波形(例如，用于多址的非正交波形，比如滤波器组多载波(fbmc))。
在无线通信网络中(如图16中所描绘的无线通信网络)，可能希望在小区中以某一精度定位ue。在小区内定位ue的一种方法是基于可以在诸如lte的蜂窝通信网络中使用的观察到的到达时间差(otdoa)估计。这是一种下行链路定位方法，其依赖于使用在用户设备(ue)处从一个或多个周围基站(enb)接收的定位参考信号(prs)来计算到达时间(toa)估计。prs序列是下行链路信号，其被设计用于定位目的并且被广播到小区内的所有无线电终端。以相同的发射功率从基站的天线或远程无线电头(rrh)沿所有方向辐射prs序列，以覆盖在小区中的任何位置处的所有用户(即，提供小区范围的覆盖)。为了对来自不同小区的prs序列进行区分，每个prs序列具有与其相关联的小区特定标识符(也称为物理小区标识符(pci))。pci在特定区域中是唯一的，并且用于标识小区并因此标识prs序列。相对于ue的内部时基，需要来自几何分散的基站的至少三个定时测量，以便获得平面中的唯一位置。需要四个基站来获得三维空间中的唯一位置。
如图16所示，无线通信网络的基站包括多个天线ant(例如，由包括多个天线元件在内的天线阵列形成)，并且ue还可以包括多于一个的天线。在ue和基站两者均配备有多个天线的情况下，除了los(视线)或nlos(非视线)路径分量的otdoa测量之外，还可以利用与位置无关的参数(例如，可以使用ue处的到达角(aoa)和基站处的离开角(aod))。替代仅检测nlos错误并消除这些错误的影响，定位技术的示例可以通过利用由nlos路径分量暗示的可能ue位置的几何关系而受益于nlos信道传播。
无线通信网络可以使用跳频传输方法。在本发明中，正交频分(例如，ofdm(正交频分复用))可以用于跳频信号。对于多用户(例如，lte、5g、ieee802.11a/g/h/...)或多小区或多信道操作(例如，dvb-t、dvb-t2、dmb)(实际针对几乎每个普通宽带无线电系统都给出的)，在支持设备中给出了多频/多信道方法(如图14和图16中所示)。
然而，跳频无线电发射机的无线电定位需要利用跳频无线电信号的总体带宽，以实现高精度和鲁棒性。
为了实现该目标，本发明提出了一种接收机和方法，其中无线电信号在每个频率上相对于其相位是相干的。例如，相位的相干性可以通过本发明产生或重构(例如，借助于校准)。然而，期望最小的努力就能实现该目的。
借助于特定种类的信号化(其可以基于在正常操作期间常用的信号化)，本发明能够借助于伪相干带宽扩展来支持更精确的定位，以便基于建筑物外部和建筑物内部的具有可接受精度的卫星导航系统(gnss)来改进定位。
相反，现有技术提出了这样一种方法，其中信号的相干性将借助于使用某个参考的锁相环(pll)来实现。精确的定时控制(pll的去谐)用于精确调整相位。然而，这需要高度精确和稳定的参考产生(tcxo，...)以及在亚纳秒范围内准确的确定性切换时间。
否则，在跳频方法中可能不需要载波相位的相干性。
蓝牙[bluetooth40]和无线多媒体多频带-ofdm[wimedia15]描述了若干子频带上的跳频，使得带隙保持在起始频带(源)和目标(pounced)频带(宿)之间。带隙背后的意图是避免或减少干扰。
因此，本发明的目的是改进现有的跳频方法，使得可以用较少的努力来产生所接收的整体信号的相位相干性。
技术实现要素：
该目的是通过独立权利要求中限定的主题来实现的。
实施例在从属权利要求中限定。
根据本发明的原理，在所有可用子频带上估计传输信道。所确定的传输信道可以用于无线通信网络内的接收机的位置检测或定位。
用于定位的特别的重点是所谓的到达时间。在组天线在一个或多个接收机处可用的情况下，第一传播路径的入射方向的估计也将变得更精确。这些时间相关的信息或数据分别被馈送到位置检测单元或定位单元，以便检测无线通信网络内的接收机的位置。可以结合本发明使用的方法是使用时间差(例如，tdoa(到达时间差))、入射角(例如，doa(到达方向))以及两种类型的混合形式的计算。
可以结合本发明使用的另一种方法是直接位置检测，其中直接根据原始数据来估计位置。例如，这种原始数据可以是模数转换器(adc)或同相和正交相位分量中的数字混频器的复数输出。
附加地或备选地，幅度、相位和方向上的信道估计可以用作观察，根据这样的观察可以估计所检测的信道路径的到达时间。解调的ofdm子载波(例如，从导频载波)表示这种信道估计的最简单的特殊情况。
附图说明
在下文中，将参考附图更详细地描述本发明的实施例，在附图中：
图1示出了本发明的接收机的内部的框图，
图2示出了根据实施例的成下降频率阶梯形式的若干个跳上的频带分布，
图3示出了根据另外的实施例的成下降频率阶梯形式的若干个跳上的频带分布，
图4示出了根据另外的实施例的在若干个跳上的广义频带分布，
图5示出了根据另外的实施例的在若干个跳上的任意频带分布，
图6示出了根据另外的实施例的具有信道捆绑的若干跳上的任意频带分布，
图7示出了根据另外的实施例的成下降频率阶梯形式的若干跳上的频带分布，其中子频带包括前导码和用户数据部分，
图8示出了根据实施例的信道估计和相位对齐，
图9示出了根据实施例的借助于外推的信道估计和相位对齐，
图10示出了使用doa和tdoa定位发射机的图，
图11示出了根据实施例的针对两个耦合的组天线(各自6个元件)与子频带中的2.4ghz频带中的、在双倍带宽中的、和四倍带宽中的ofdm信号的三个不同的music频谱，
图12示出了根据实施例的两个组天线(各自6个元件)与子频带中的2.4ghz频带中的、在双倍带宽中的和在四倍带宽中的ofdm信号的不相干的music频谱，
图13a示出了上行链路模式下的根据实施例的无线通信网络，
图13b示出了下行模式下的根据实施例的无线通信网络，
图14示出根据实施例的具有多个节点的多用户无线通信网络，
图15示出了本发明方法的框图，
图16示出了公知的蜂窝无线通信网络，
图17a示出了使用预定宽带无线电信号的本发明接收机的第一示例，
图17b示出了使用预定宽带无线电信号的本发明接收机的第二示例，
图17c示出了使用预定宽带无线电信号的本发明接收机的第三示例，
图17d示出了使用预定宽带无线电信号的本发明接收机的第四示例，
图17e示出了使用预定宽带无线电信号的本发明接收机的第五示例，
图18示出了使用在时域中具有重叠频谱部分的预定窄带无线电信号的本发明接收机的示例，
图19示出了使用具有重叠频谱部分的预定窄带无线电信号的本发明接收机的示例，
图20示出了使用具有重叠频谱部分的预定窄带无线电信号的本发明接收机的另外的示例，以及
图21示出了使用两个同时接收的子频带和另外两个同时接收的子频带的重叠频谱部分的本发明接收机的示例。
具体实施方式
在以下描述中，通过相同或等同附图标记来表示相同或等同元件或者具有相同或等同功能的元件。
图1示出了本发明的接收机的内部机制，该接收机被配置为接收携带信息的无线电信号100。无线电信号100包括具有第一子频带101和第二子频带102的总体频带foverall。第一子频带101围绕第一中心频率f1101c布置，第二子频带102围绕第二中心频率f2102c布置。
第一子频带101和第二子频带102彼此相邻地布置，即，两个子频带101、102不重叠。然而，根据本发明的一些示例，第一子频带101和第二子频带102可以在频域中在一定程度上重叠(参见例如图2至图9)。
根据本发明，接收机被配置为在第一时间段t1101t期间接收在第一子频带101中的由无线电信号100携带的信息中的第一部分111，并且在第二时间段t2102t期间接收在第二子频带102中的由无线电信号100携带的信息中的第二部分112。
根据本发明，接收机还被配置为执行第一子频带101的信道估计121以便确定第一相位131，并且执行第二子频带102的信道估计122以便确定第二相位132。
根据本发明，接收机还被配置为使用第一相位131和第二相位132确定无线电信号100的总体相位基础(phasebasis)133。
如下面将详细描述的，接收机被配置为确定第一相位131和第二相位132之间的相对相位误差δφpa，pb，并且在补偿相对相位误差δφpa，pb的情况下确定总体相位基础133。
因此，由于第一相位131和第二相位132之间的相对相位误差δφpa，pb被补偿，因此总体相位基础133可以表示在至少第一子频带101和第二子频带102的带宽上相干地对齐的相干的总体相位。即使无线电信号100的部分111、112在分开的子频带101、102中逐部分发送(例如，借助于跳频传输模式)，对一个或多个子频带101、102的单个相位131、132的这种重构也产生相干的总体相位基础133。因此，在补偿所述相位131、132之间的相对相位误差δφpa，pb的情况下重构若干子频带101、102的相位131、132可以产生具有比单个相位131、132更大带宽的相干的总体相位基础133。因此，本发明的原理允许扩展逐部分发送的无线电信号(例如，跳频信号111、112)的总带宽。例如，包括所述扩展的总带宽和相干的总体相位基础133在内的重构信号可以用于位置估计目的，由此接收信号的带宽越大，位置估计的结果越好。
由于无线电信号的传播特性(例如，在多径环境中的)，接收机可以以某些传播延迟接收在第一子频带101和第二子频带102之一内携带的相应信号部分。因此，到达接收机的子频带信号的相位可以变化。因此，如果可以考虑多径传播，则接收机不仅可以确定子频带101、102中的每一个子频带的一个单个相位，而且可以确定一组相位。然而，根据本发明，子频带101、102中的每个子频带中的至少一个相位由接收机确定，其中所述一个相位可以包括在一组相位中。根据示例，接收机被配置为将第一相位131与第二相位132进行比较，以便确定无线电信号的上述总体相位基础133。
为此，接收机可以被配置为确定第一相位131和第二相位132之间的相对相位误差。接收机还可以被配置为在补偿相对相位误差的情况下确定无线电信号100的总体相位基础133。这意味着，第一相位131和第二相位132可以包括彼此之间的相移，其中接收机可以确定相移的量(也称为相位误差)。当接收机根据第一相位131和第二相位132重构总体相位基础133时，接收机被配置为补偿所确定的相位误差，使得两个相位131、132正确地(即，相干地)对齐并组合成总体相位基础133。结果，利用相干的总体相位基础133重构总体信道。
根据示例，接收机可以被配置为通过相移将第一相位131和第二相位132相干地对齐，其中第一相位131和第二相位132中的一个相位用作针对第一相位131和第二相位132中的另一个相位的相移的参考相位，以便确定无线电信号100的相干的总体相位基础133。如上所述，接收机可以被配置为根据第一相位131和第二相位132重构总体相位基础133，从而考虑先前确定的相位误差。也就是说，接收机必须采用一个相位作为参考相位，以便接收机将所有其余相位对齐到该参考相位。根据该示例，接收机可以将第一信道101的第一相位131作为参考相位。然后，接收机移动所有其余的确定的相位(例如，第二相位132和所有随后相位)，并将它们与参考相位(第一相位)131对齐。
然而，根据本发明的原理，任何确定的相位(即，任何信道或子频带)可以用作针对相移的参考。
由于接收机可以将所有接收的相位对齐到所述一个选择的参考相位，可以说接收机可以在重构总体无线电信号100时确定针对所有相位的公共基础。因此，所述公共基础也可以被称为用于重构总体无线电信号100的总体相位基础133。
总体而言，本发明提出了一种具有跳频的宽带调制的变型，其中信号100(例如，ofdm信号或类似调制)在(可能)重叠的子频带101、102中发送。通常，在跳频(由于频率合成导致的时间上非相干的发射机)之后，相位131、132被任意改变。然而，子频带101、102内存在相位关系。
在确定子频带101、102内的相对相位差(或相位误差)之后，以正确的相位处理信号111、112。结果，带宽可以在若干个跳频上虚拟地扩大。根据理论，带宽扩大允许更精确地估计到达时间(toa或tdoa)。此外，方向或角度(到达角aoa)的估计、到达时间和到达角的组合估计、以及直接位置检测可以从带宽和测量频率的扩大中获益。
因此，本发明可以适合于在无线通信网络内执行本发明的接收机的位置检测，这将参考图8至图12更详细地说明。然而，首先将说明本发明构思的总原理，并且将在下面讨论它们的数学背景。
如上所述，根据本发明的示例，第一子频带101和第二子频带102可以在频域中至少部分地重叠。
图2示出了根据本发明的所利用的子频带101至105如何在频谱上重叠(即，在频率范围内重叠)。在图2中，在无线电信号100的总体子频带foverall内分布有5个示例性子频带101、102、103、104、105，这五个子频带各自携带总体宽带无线电信号100的总体信息的一部分(例如参考图1所讨论的)。所描绘的子频带101至105中的每一个围绕某一中心频率f1、f2、f3至fp-1、fp布置。
可以看出，子频带101至105中的每一个子频带在频域中与其相应的随后子频带重叠大约50％。也就是说，第一子频带101和随后的第二子频带102在202处频谱上重叠；第二子频带102和随后的第三子频带103在203处频谱上重叠；第p-1子频带104和前一子频带(未示出)在204处频谱重叠；第p-1子频带104和随后的第p子频带105在205处频谱重叠。
每对子频带的频谱重叠以交叉阴影线示出。
根据本发明的另外示例，第一子频带101和第二子频带102可以包括至少10％的频谱重叠，优选地至少20％的频谱重叠，并且更优选地在20％至50％的频谱重叠。
图3示出了这样的示例，其中第一子频带101和随后的第二子频带102的重叠频谱部分小于相应子频带101、102的带宽的50％。在图3所示的示例中，频谱重叠在20％至50％之间，更优选地，大约30％。
图4以更一般的术语示出并描述了上述跳频以及子频带101至105的频谱重叠。两个跳频pa和pb的信号分别在pa的子频带中的子载波κa→b(k)或pb的子频带κb→a(k)中重叠。映射κa→b(k)和κb→a(k)描述了在pa和pb之间的相应重叠子载波的选择。图4中的映射κa，b(k)描述了它们相对于总体子载波空间的分配/映射。
例如，上述跳频可以在免费可用的ism频带中的本地网络(例如，wlan或wifi)内使用。例如，在从2.4ghz到2.48ghz的ism频带中，宽度为20mhz的子频带在15mhz的范围内(当使用所有频带时)或在10mhz的范围内(当使用每个第二频带时)重叠。已知的没有基于ofdm的wifi标准完全利用所述子频带的所述20mhz带宽。ieee802.11g/h的信号在64点dft(离散傅立叶变换)下具有大约53/64*20mhz＝16.5625mhz的有效带宽，在这53个载波中有52个使用的载波和在频带中间的零载波。类似的条件适用于使用信道捆绑的wifi标准，例如，ieee802.11n。在5ghz以上的ism和u-nii频带不提供任何重叠子频带。
在下文中，将说明本发明背后的数学原理。之后，将讨论可能的实施例。
本发明的若干目标之一是将具有中心频率fp的每个子频带的信道估计(或adc测量)进行组合以重构总体信号133。这可以在频域中或在时域中完成。由于振荡器的重新调谐，发射机和接收机中的本地频率合成的相位相当随机或任意地调整自身。
根据本发明，分别针对每个跳频估计符号(例如，在ofdm中)或传输信道的相对公共相位误差。在该上下文中，术语“相对”意味着仅确定从一个跳频到下一个跳频的相位改变。由于振荡器通常是自激的，并且由于不存在全局相位参考，因此任意选择的信道(例如，来自具有中心频率f1的第一子频带)被用作参考。
根据示例，可以根据解调的ofdm数据字的重叠载波进行与参考的比较。一个跳频间隔thop的传输持续时间是至少一个ofdm符号。保护间隔tguard可以布置在两个跳频之间，该保护间隔覆盖切换过程、去谐过程和稳定过程，使得在传输期间分别使用稳定的中心频率或载波频率。例如，在图2中，描绘了具有频率阶梯形状的跳频图案。
频率符号可以占用k个子载波，并且可以使用长度为ngd的循环前缀。因此，nt＝(k+ngd)t是处理速率为1/t下的时域中ofdm符号的总体时间扩展。使用零符号的备选后缀(即，零填充后缀)、或者使用滤波器组ofdm(备选地称为fbmc)和唯一字ofdm不会改变本发明的任何原理。
可以数字地产生信号(即，无线电信号100)。
因此，针对发射机中的载波合成的自激振荡器的相位φtxlo，p，k＝φtxlo，p在跳频间隔p中可以是任意的，但是对于每个子载波k它保持相同。接收机系统可以包括附加延迟项或频率相关项
φrxlo，i，p，k，l＝φrxlo，i，p-2πfkτi，l。
其中，认为具有索引1的l个信道路径到达接收机i。由此，总体相位的结果如下：
φi，p，k，l＝φtxlo，p-φrxlo，i，p-2πfkτil。
在一个跳频间隔p内，发射机的本地相位φtxlo，p和接收机的本地相位φrxlo，i，p独立于相应的子载波k。因此，会产生以下公共相位误差：
φlo，i，p＝φtxlo，p-φrxlo，i，p。
第p个跳频的第m个ofdm符号中的子载波k处的发送符号是sp，m，k＝sp(fk，mnt)。通常，其调制是相位编码的(例如，借助于psk(相移键控))或正交幅度调制的(例如，借助于正交幅度调制(qam))。在发送向量sp，m＝(sp，m，1，sp，m，2，...，sp，m，k)t的逆离散傅立叶变换(idft)之后，可以添加以下循环前缀：
sm＝addprefix(idft(sp，m))
＝(s([0+mn]t)，s([1+mn]t)，...，s([n-1+mn]t))t。
然后，可以将信号转换为模拟信号并混合到高频范围中(为了方便，省略了放大和滤波器)。因此，在第i个接收机节点中的基带中混合和采样之后可以产生以下信号：
在去除循环前缀(在公式中固有地发生)和dft之后，接收信号可以包括以下形式：
信道可以由复杂信道系数的对角矩阵hi，p＝diag(hi，p)表示，其可以根据延迟和幅度从每个信道路径的叠加来解释。已从信道中提取公共相位误差exp(jφi，p)，但通常仅将其估计为hi，p的一部分。wi，p，m是热噪声的频域表示。
信号sp，m也可以是已知的信号前导码或ofdm导频(重叠)序列。此外，在ofdm帧中的用户数据的完整信号解码和重新编码以及重新调制之后的随后解调是可能的，并且可以允许完全使用所有ofdm信号部分。解调信号可以表示为
如图4中所示，两个跳频pa和pb的信号分别在pa的子频带中的子载波κa→b(k)或pb的子频带κb→a(k)中重叠。映射κa→b(k)和κb→a(k)描述了在pa和pb之间的相应重叠子载波的选择。图4中的映射κa，b(k)描述了它们相对于总体子载波空间的分配/映射。
可以例如根据下式估计相位差或相量差
对于在pa和pb上的相同发送序列，甚至可以省略先前的解调，即分别通过
当从每个重叠频谱部分确定这样的相量
简单的示例性计算可以加性地叠加两个未调制的接收符号：
如果叠加每子频带多于两个的解调的ofdm信号，则总和相应地延伸。叠加也可以直接影响总体信道估计，例如在针对其已经特别建模的wiener-filter[speth01]中。
在频率和时域中的重叠越高，第二(重叠)信道102的相对相位误差
在频谱范围
τi，l＝τprop，i，l+δti
然后可以分别借助于music算法、esprit算法或类似方法估计这些路径或信道，其中特别地，可以使用借助于前向后向平均和平滑的预处理。
对于低信噪比或对于子频带中的不精确信道估计值
对于同步接收机，时间增量为δti＝δt，使得会产生(可能是模糊的)延迟差异
因此，位置估计可以利用到达时间差(tdoa)，因此也可以利用无线通信网络的一个无线电小区内(图14)的距离差
例如借助于图10中的双曲线所示。
解调的ofdm信号可能已经被视为信道估计值。附加地或备选地，也可以使用来自子频带的平滑ofdm信道估计的重叠子载波。由于ofdm信号是根据离散采样值产生的，因此它在频域中具有循环周期频谱。因此，平滑的信道在(子)频带边界上循环地继续。因此改变了频率范围边界处的信道的真实进展。这可能与数据传输无进一步的相关，因为相同的效果涉及子载波上的数据信号的相同的程度。然而，这对于确定共同相位误差是不期望的，因为它使重叠区域中的相位关系失真。然而，由于其它原因，所有常见的ofdm系统将零载波置于频带边缘处，使得重叠区域会受到限制，但可用信号将更少失真。
本发明的方法还可以用于除ofdm之外的宽带技术：
·cdma(码分多址)，例如用于例如umts和hspa。在时域中扩展信号使得频谱被扩展因子拓宽。已经广泛地提出了频域中的均衡，特别是对于高速率变型(例如hspa)。基于此，频域中的信号可以像ofdm一样被调制，其中频域sp，m，k中的调制通过所发送的时间信号sp，m，n的dft来计算。如所描述的，在频域中使用信道估计、跳频之间的差异相位、总体信道的估计和到达时间的检测。基本标准ieee802.11(b)基于直接序列扩频(dsss)实现。它几乎在每个wifi实现中都作为兼容模式包含在内。
·sc-fdma(例如，lte-上行链路)[myungo6，3gpp]或mc-cdma是在其基本实现中像ofdm和ofdma一样需要基于dft的频率分析的技术。因此，可以如所描述的那样使用本发明的方法，优选地而不进行任何修改。
·广义频分复用(gdfma)[fettweis09]、滤波器组-多载波(fbmc)调制[farhang11]和ofdm/oqam(偏移qam)[siohano2]是另外的类似的技术，其中信息扩展到具有高频谱效率的正交子载波上。正在讨论用于第五代移动通信(5g)的gdfm和fbmc完全忽略了完全正交性。同样对于这些技术，本发明的方法可以用于通过重叠子频带的跳频而无需实质性修改。
由于上面已经描述了本发明的数学背景，现在将描述本发明的若干个示例。
图3、图5、图6和图7示出了可以使用本发明原理的跳频方法的示例性实现或模式。图3示出了频率阶梯，其中围绕中心频率f1，...fp的所使用的子频带101至105的重叠小于相应子载波101至105的带宽的50％。
因此，子载波101至105不在相应子频带的中间在频谱上重叠(如部分301至305所示)。这种实现是有利的，因为实际上每个ofdm标准在子频带的边缘使用零载波(没有信号)。
可以想到常见的用例，如这样一种探测方法：根据该方法，ieee802.11系列的wifi设备借助于发送的探测信号来扫描子频带以获得接入点的响应。然而，出于兼容性原因，wifi系统使用根据ieee802.11(b)的dsss信号，然而，这确实不妨碍使用本发明的方法。此时40ms的信道停留时间是非常高的[chen10]。移动设备发送“探测请求”并在切换到下一个信道之前等待接入点的“探测响应”。
作为上述频率阶梯的备选实现，图5示出了跳频频率的不均匀分布模式，即子频带101至105的不均匀分布。在该示例中，子频带101至105包括大约50％的频谱重叠201至205。
根据示例，接收机可以被配置为在时域中以随机顺序接收多个连续子频带101至105，其中多个子频带101至105包含第一子频带101和第二子频带102和至少一个另外的子频带103、104、105，所述至少一个另外的子频带103、104、105包含由无线电信号100携带的信息的另外的部分。
因此，子频带101至105中的每一个子频带包含总体信号100(参见图1)中包含的信息的一部分。如上所述，子频带101至105可以在时域中以随机顺序到达接收机，如图5所示。时域中的随机顺序意味着子频带101至105可以在不同的时间点到达接收机。在图5所示的示例中，第一子频带101首先接收，然后接着是第p-1子频带104，然后第三子频带103到达接收机，然后第p子频带105到达，并且最后第二子频带102到达。
然而，由于频带本身在频域中不改变，因此它们各自的频谱重叠的部分保持与之前描述的相同。也就是说，第一子频带101和第二子频带102包括重叠频谱部分202，第二子频带102和第三子频带103包括重叠频谱部分203，等等。
这些若干种不同的、部分不均匀的模式的使用减少了多用户或多小区系统中的干扰，因此是有利的。相互干扰变得更少或不太可能，就像在蓝牙[bluetooth40]或无线多媒体uwb[wimedia15]中那样。
来自802.11n及其后的wifi标准以及蜂窝标准提供了所谓的信道捆绑的可能性，使得ofdm信号越过若干子频带。图6中示出了第二跳(即，在第p-1子频带105和第二子频带102之间)的示例。
根据示例，接收机可以被配置为在时域中以随机顺序接收多个连续子频带101至106，其中多个子频带101至106包含第一子频带101和第二子频带102和至少一个另外的子频带103、104、105，所述至少一个另外的子频带103、104、105、106包含由无线电信号100携带的信息的另外的部分。
根据另外的示例，多个子频带101至106中的至少一个子频带可以与至少一个另外的连续子频带101至106一起被信道捆绑以形成信道捆绑频带102，其中，接收机被配置为接收信道捆绑频带102。
如上所述，例如，可以在来自802.11n及其后的wifi标准中使用信道捆绑。如在图6中所示的示例性图中可以看到的，第二子频带102是信道捆绑的。也就是说，第二子频带102可以具有中心频率f2，其中信道f2的带宽跨越比其余信道或子频带101、104、105、106更宽的带宽。具体地，第二子频带102覆盖第一子频带101的带宽和第三子频带103的带宽。因此，第二子频带102与第一子频带101和第三子频带103进行信道捆绑。
根据该示例，第二子频带102具有比第一子频带101更大的带宽，其中第二子频带102的带宽覆盖第一子频带101并且可选地覆盖至少一个另外的子频带(即也覆盖第三子频带103)，以形成信道捆绑子频带102(也被称为信道捆绑)。
因此，在这种情况下可以省略子频带的重叠。然而，这并没有改变总体概念的任何内容。
图7示出了ofdm信号的分布，例如，分布为前导码部分701至705和用户数据部分711至715。
可以看出，每个子频带101至105包括前导码部分701到705和用户数据部分711到715。前导码部分701至705在频域中至少部分地重叠，即它们包括至少50％、或至少20％、或20％至50％的频谱重叠。
特别地，前导码部分701至705在722、723、724和725处在频谱上重叠。
在图7的示例中，子频带101至105中的每一个子频带包括与其相应随后(即，在时域中的随后)子频带的大约50％的频谱重叠722至725。
如上所述，子频带101至105中的每一个子频带包含由总体信号100携带的信息的一部分。此外，在该示例中，每个子频带101至105包含前导码部分701至705和用户数据部分711至715。前导码可以包含训练数据。
根据示例，在第一子频带101中的由无线电信号携带的信息中的第一部分和在第二子频带102中的由无线电信号携带的信息中的第二部分各自包含前导码部分701至705和可选的用户数据部分711至715，其中接收机被配置为针对第一子频带101和第二子频带102中的每一个子频带执行信道估计，其中信道估计基于相应的前导码部分701至705。
因此，前导码部分701至705在频谱上重叠，其中用于确定每个子频带101至105的相位的上述信道估计基于前导码部分701至705，而不是基于用户数据部分711至715。在简化的实施例中，仅使用信号的训练数据。
除了上述前导码部分之外，导频数据也可以用于信道估计，其中导频数据可以分布在子频带101至105的频谱上(如图8中的算法所示)。
每个子频带101、102、103包含用户数据部分和导频部分，其中导频(例如，均匀地)分布在相应的子频带101、102、103内。子频带101、102、103中的每一个子频带在频域中与其随后(即，在时域中的随后)子频带101、102、103至少部分地重叠。具体地，第一子频带101和第二子频带102在822处频谱重叠，并且第二子频带102和第三子频带103在823处频谱重叠。
根据示例，接收机可以被配置为在频谱重叠822内比较第一子频带101的第一相位831和第二子频带102的第二相位832，以便确定无线电信号的总体相位基础834。
可以看出，在子频带101、102、103中的每一个子频带中执行信道估计。具体地，关于第一子频带101执行第一信道估计801，关于第二子频带102执行第二信道估计802，并且关于第三子频带103执行第三信道估计803。借助于每个信道估计801、802、803，接收机确定相应信道或子频带101、102、103的相位831、832、833。
由于重叠部分822、823的重叠性质，在子频带101、102、103的重叠部分之间存在相位相关。然而，由于振荡器可以是自激的，因此可以在每一跳之间移位相位831、832、833(即，可以存在相对相位误差)。
根据示例，接收机可以被配置为确定第一子频带101的第一相位831和第二子频带102的第二相位832之间的相对相位误差，并且在补偿相对相位误差的情况下确定无线电信号的总体相位基础834。
也就是说，接收机被配置为重构总体无线电信号100的总体相位基础834，其中接收机被配置为补偿每个跳之间的相对相位误差，并且将单个相位831、832、833彼此相干地相互对齐，以便实现总体相位基础834。
由于缺少全局参考，接收机可以选择相位831、832、833中的一个相位作为所有其它相位要对齐的参考相位。选择在时间上首个到达接收机的子频带的相位作为参考相位是有利的。
根据示例，接收机被配置为通过相移将第一相位831和第二相位832相干地对齐，其中第一相位831和第二相位832中的一个相位用作针对第一相位831和第二相位832中的另一个相位的相移的参考相位，以便确定无线电信号的相干的总体相位基础834。
如上所述，本发明的原理可以用于检测接收机在无线通信网络内的位置。为了实现这一点，接收机可以基于总体信号的重构的总体相位基础834来确定重构的总体信号的到达时间。同样，借助于信道估计804确定总体相位基础834，其中在单独的信道估计801、802、803中单独估计每个信道或子频带101、102、103。因此，接收机可以基于总体信号的重构相位基础834的相位来确定总体信号的到达时间。
因此，接收机可以被配置为借助于重构的相干的总体相位基础834来执行到达时间(toa)估计821。对于每个接收和重构的总体信号，toa估计可以产生特定的时间延迟841、842、843，其可以被馈送到位置检测处理器850。
根据示例，接收机可以被配置为通过使用无线电信号的总体相位基础834来确定由无线电信号携带的信息的延迟841、842、843，并且将延迟841、842、843提供给位置检测单元850，位置检测单元850被配置为基于延迟确定接收机在无线通信网络内的空间位置。
除了toa确定之外，本发明的原理还可以用于到达时间差(tdoa)或相对信号定时差(rstd)计算。
根据示例，位置检测单元850被配置为通过使用针对到达时间(toa)、到达时间差(tdoa)和相对信号定时差(rstd)计算中的至少一项的延迟841、842和843来计算接收机的空间位置。
总结图8的示例，可以根据重叠信道估计801、802、803来确定信道跳变之间的相位差，即使实际导频载波在频域中不重叠。基于此，在时域或频域中在820处估计总体信道，根据该估计的总体信道可以在821处确定到达时间，到达时间可以用作例如tdoa位置检测处理器850的输入。如图8中所描绘的序列等效于用户数据和信道估计前导码的使用，如先前参考图7所描述的。
重构的相位相干性或相位基础834可以用于850处的基于相位的(相对)tdoa。如果仍存在歧义，则可以采用与高精度卫星导航(精确点定位)类似的方式来解决这些问题。根据实时动力学方法(rtk)，特别考虑相对相位(作为双重差异)。对于二维位置检测，需要至少四个空间分布的同步接收机。此外，诸如对于在gps中观察到的tdoa(otdoa)已知的逆转是可能的实施例。然而，在这种情况下，分布式基站可能必须发送跳频信号。
本发明的示例还可以提供不重叠的子频带101、102、103。图9中示出了这样的示例，其示出了本发明的基于导频的信道外推方法。图9的示例类似于先前参考图8描述的示例，除了在图9中子频带101、102、103不重叠之外。因此，先前参考图8描述的所有共同特征的描述对于图9也是有效的。
在此扩展了针对在重叠的子频带上跳变的宽带信号的上述信道传递函数对齐方法。在图9所示的示例中，使用非重叠的宽带子频带101、102、103允许更广泛地使用本发明。
为此，必须外推信道传递函数(即，(离散)频域中的信道)，并且不像在本发明构思的上述示例中那样进行内插或平滑。超出信号带宽的频率区间处的外推信道901、902、903、904现在再次重叠并且允许再次对齐。
用于信道传递函数的外推方法可以是低通滤波器、专用维纳滤波器或前者的自适应近似。
·第一个可以根据统计特性(例如，特别是根据观察带宽中的信道脉冲响应或信道传递函数确定的最大延迟扩展、均方根延迟扩展或相干带宽)从一组预定义的外推器中选择。请注意，在所有频率范围内，特性(延迟扩展、相干带宽和模型顺序)必须相同。
·维纳外推器适用于信道和信号统计，并且表示相对于均方误差(线性最小均方误差)的最佳线性外推滤波器。对于高斯观察(高斯信道和噪声)，它通常也是最佳的(即，最小均方误差)。针对信道传递函数的基于维纳滤波器的估计器的一般基础是功率延迟概观(pdp)，它是频率相关函数的离散傅里叶逆变换。至少应提供(即估计)最大延迟扩展或相干带宽[kayesttheory]。
·自适应滤波器可以用于近似维纳滤波器，其中(经由滤波器系数的适配)固有地估计信道统计。合适的自适应方法是最小均方(lms)误差和递归最小二乘(rls)，其中后者直接使用针对信道统计的估计。
从图9所示的示例中可以看出，无线电信号的总体频带包括位于每个相邻子频带之间的频带隙，即在第一子频带101和第二子频带102之间存在频率间隙961，并且在第二子频带102和第三子频带103之间存在另外的频率间隙962。因此，在该示例中，各个子频带101、102、103不重叠。为了确定每个跳频之间的相位相关，接收机被配置为执行相位外推912、921、923、932、934以便构建虚拟重叠部分。所述外推可以在相应的信道估计过程901、902、903期间完成。
因此，根据示例，无线电信号的总体频带可以包括位于第一子频带101和第二子频带102之间的频带隙961，其中接收机被配置为借助于外推在频带隙961内估计第一相位941以及在频带隙961内估计第二相位942。
根据另一示例，接收机可以被配置为将频带隙961内的第一相位941的外推部分912与频带隙961内的第二相位942的外推部分921进行比较，以便确定无线电信号的总体相位基础944。
外推部分912、921可以包括彼此之间的相对相移(即，相对相位误差)。接收机被配置为在组合第一相位941和第二相位942时确定所述相位误差并校正或补偿相位误差，以便重构总体相位基础944。
因此，根据示例，接收机可以被配置为确定第一相位941和第二相位942之间的相对相位误差，并且在补偿相对相位误差的情况下确定无线电信号的总体相位基础944。
在这方面，根据另外的示例，接收机可以被配置为通过相移将第一相位941和第二相位942相干地对齐，其中第一相位941和第二相位942中的一个用作用于第一相位941和第二相位942中的另一个相位的相移的参考相位，以便确定无线电信号的相干的总体相位基础944。
如前所述，在该示例中，子频带101、102、103包括在相应子频带101、102、103的频谱上扩展的一个或多个导频数据。从图9中可以看出，导频数据可以均匀地分布在子频带101、102、103中的每一个子频带中。即使导频数据不重叠，接收机也可以确定每个跳之间的相对相位误差。这是借助于上述外推来实现的。
还如上所述，位置检测处理器850可以被配置为检测接收机在无线通信网络内的空间位置。
为了实现这一点，有可能的是，在第一子频带101中携带的信息中的第一部分或在第二子频带102中的信息中的第二部分中的至少一个部分包含预定无线电信号。这样的预定无线电信号可以是针对预定任务提供的专用无线电信号，例如下行链路中的定位参考信号(prs)或上行链路中的探测参考信号(srs)。
根据本发明的示例，这样的预定无线电信号可以包括频谱重叠部分，其可以如上所述地用于确定两个或更多个子频带的总体相位基础。附加地或备选地，所述预定无线电信号可以用于上述实施例，例如附加地或备选地用于重叠子频带101、102和/或附加地或备选地用于重叠外推部分901、912、921、923、932、934。
下面将参考图17a至图21说明使用预定无线电信号来重构相干的总体相位基础。在这些附图中，将讨论定位参考信号(以下简称为prs或m-prs)来作为预定无线电信号的若干非限制性示例之一。当然，替代示例性描绘的prs或者作为其附加项，可以使用除prs之外的其它预定无线电信号。
预定无线电信号的特征在于：它可以例如相对于当下的带宽是宽带，并且它可以允许在时间和频率上以足够的间隔对传播信道进行采样。为此，它可以例如周期性地插入信号流中。然而，对于瞬时位置需求(例如，对于紧急呼叫)，它也可以是非周期性的，并且它可以瞬时并入信号流中。有利地，可以特定设计和定义一系列预定无线电信号，并且就信号覆盖而言，最佳地，这一系列预定无线电信号对于无线电发射机或者至少对较大邻域中的一个无线电发射机是唯一的，以使干扰最小化。
例如，在lte中，可以在多达一百个物理资源块(prb)的带宽上发送prs。一个prb与180khz的带宽相对应。在下文中，这种prs可以称为宽带prs或简称为prs。
在其它场景中(例如，在所谓的mtc(机器类型通信)或mmtc(大规模机器类型通信)中)，prs可以在六个prb的带宽上发送。在所谓的nb-iot(窄带物联网)中，甚至可以在仅一个prb的带宽上发送prs。这可以表示针对各个mtcue、nb-iotue来说会是可用的最大有效带宽(用于数据传输以及用于信令和同步任务)。因此，mtc、mmtc、nb-iot等中的prs也可以在下文中称为窄带prs或m-prs。
此外，基站(例如，bs、enb、gnb等)可以被配置用于发送宽带prs和窄带m-prs。例如，在lterel.14中，这两个信号都被创建，使得它们的重叠频谱部分相同。换句话说，m-prs基于(lte)prs，即，m-prs表示频域中的prs的部分或片段。
尽管基站可以发送一个或多个宽带prs，但是与基站相比，mtcue可以仅包括减小的接收带宽。因此，为了接收完整发送的宽带无线电信号，可以使用跳频方法，其中无线电信号的一部分在窄子频带中发送，其中接收机被配置为接收所述窄子频带。接收机可能必须使其pll去谐以接收不同的窄子频带。然而，所述去谐会导致两个接收的窄子频带之间的随机相移(也称为相对相位误差)。
根据本发明，接收机可以被配置为确定在这两个窄子频带上的接收信号之间的相对相位误差，并且在补偿相对相位误差的情况下确定相位相干性(也称为相干总体相位基础)。根据本发明的这个方面，接收机可以利用预定无线电信号的频谱重叠频谱部分(例如，prs、m-prs等)来确定两个窄子频带之间的相对相位误差，并且建立相干的总体相位基础。
结果，带宽可以在若干个跳频上虚拟地拓宽。根据理论，带宽扩大允许更精确地估计到达时间(toa或tdoa)。此外，方向或角度(到达角aoa)的估计、到达时间和到达角的组合估计、以及直接位置检测可以从带宽和测量频率的扩大中获益。
例如，可以使用与上述跳频方法类似或相同的跳频方法来提供prs或m-prs的接收定时的更鲁棒和可靠的估计。prs和/或m-prs的发送和接收可以在第一窄子频带101中在第一时间段t1期间发生，而它可以在第二窄子频带102中在第二时间段t2期间发生。当前，可以定义多达四个窄子频带101、102、103、104，从而可以在这四个子频带101、102、103、104之间周期性地切换。然而，尽管在下文中作为非限制性示例而仅讨论了两个窄子频带101、102，但是本发明可以覆盖将在即将到来的无线电网络和标准中可使用的多于两个甚至多于四个的子频带。
在下文中将描述的示例中，假设无线电信道的相干性时间可以大于所描绘的信号周期。
图17a示出了根据本发明原理的两个宽带prs可以用于以跳频传输方案建立相干的总体相位基础的第一示例。
图17a示出了第一子频带101和第二子频带102，它们可以与上面讨论的子频带101、102相对应。然而，可以看出，第一子频带101和第二子频带102可以在频域中在频谱上不重叠。相反，第一子频带101的上带宽结束171可以邻接第二子频带102的下带宽开始172。在第一子频带101和第二子频带102之间可以存在带隙(这里未明确示出)。然而，如上所述，根据本发明的该具体示例，子频带101、102本身可以不包括任何频谱重叠部分。
从图17a中可以看出，本发明的接收机可以接收先前由基站发送的两个预定无线电信号181、182。预定无线电信号181、182借助于两个prs181、182被示例性地描绘为非限制性示例。可以在第一时间段t1期间接收第一prs181。在该示例中，在接收第一子频带101期间接收第一prs181。可以在第二时间段t2期间接收第二prs182。在该示例中，在接收第二子频带102期间接收第二prs182。
第一prs181可以包括比第一子频带101的带宽大的带宽。此外，第二prs182可以包括比第二子频带102的带宽大的带宽。在图17a所示的示例中，prs181、182都包括相同的带宽。此外，prs181、182都可以包括均比第一子频带101和第二子频带102的带宽大的带宽。
本发明的该示例的接收机至少可调谐到第一子频带101和第二子频带102的中心频率f1和f2，其覆盖至少为第一子频带101和第二子频带102的带宽的带宽以及可选的保留区。例如，接收机可以包括第一接收带宽173，其可以覆盖第一子频带101以及可选的第一子频带101上方的频谱部分173a和/或第一子频带101下方的频谱部分173b。在使用dft的情况下，包括第一子频带101以及可选的第一子频带101上方和/或下方的频谱部分173a、173b在内的总体带宽173也可以被称为围绕第一子频带101的第一中心频率f1的第一dft带宽173。
对于第二子频带102也是如此。因此，接收机可以包括其可以被去谐到的第二接收带宽174。第二接收带宽174可以覆盖第二子频带102以及可选的第二子频带102上方的频谱部分174a和/或第二子频带102下方的频谱部分174b。在使用dft的情况下，包括第二子频带102以及可选的第二子频带102上方和/或下方的频谱部分174a、174b在内的总体带宽174也可以被称为围绕第二子频带102的第二中心频率f2的第二dft带宽174。
此外，第一子频带101和第二子频带102各自均可以包括在其上频率区域173a、174a和下频率区域173b、174b中的零载波。
可以看出，第一接收带宽173和第二接收带宽174可以在频谱上重叠。例如，第一接收带宽173的上频谱部分173a可以与第二接收带宽174的下频谱部分174b在频谱上重叠。这些频谱重叠部分173a、174b可以用于确定总体相位相干性或相干的总体相位基础，这将在以下段落中更详细地描述。
返回参考图17a中描绘的prs181、182，可以看出，两个prs181、182具有比上面讨论的本发明的接收机的相应第一接收带宽173和第二接收带宽174中的每一个更大的带宽。
因此，本发明的接收机可以被配置为至少接收第一prs181的频谱部分181’。第一prs181的所述频谱部分181’是由接收机的第一接收带宽173覆盖的频谱部分。第一prs181的所述频谱部分181’在图17a中用阴影线指示。
本发明的接收机还可以被配置为至少接收第二prs182的频谱部分182’。第二prs182的所述频谱部分182’是由接收机的第二接收带宽174覆盖的频谱部分。第二prs182的所述频谱部分182’在图17a中用阴影线指示。
因此，根据实施例，接收机可以被配置为在第一时间段t1期间至少接收第一预定无线电信号181的频谱部分181’，并且在第二时间段t2期间至少接收第二预定无线电信号182的频谱部分182’，其中第一预定无线电信号181的带宽大于第一子频带101的带宽，并且包括第一子频带101，并且其中第二预定无线电信号182的带宽大于第二子频带102的带宽，并且包括第二子频带102。
换句话说，第一prs181可以是具有比第一子频带101的带宽更宽的带宽的宽带prs。因此，第一prs181和第一子频带101可以共享带宽的频谱部分，其在图17a中由延伸通过第一子频带101的第一prs181的频谱部分181c描绘。因此，第一prs181的带宽可以包括第一子频带101的带宽。
此外，第一prs181还可以包括比第一接收频率173的带宽更宽的带宽。因此，第一prs181和第一接收频率173可以共享第一子频带101的带宽，并且可选地共享第一子频带101上方和/或下方的一个或多个频谱部分181a、181b。因此，第一prs181的带宽可以包括第一接收频率173的带宽。
第二prs182还可以是具有比第二子频带102的带宽更宽的带宽的宽带prs。第二prs182和第二子频带102可以共享带宽的频谱部分，其在图17a中由延伸通过第二子频带102的第二prs182的频谱部分182c描绘。因此，第二prs182的带宽可以包括第二子频带102的带宽。
此外，第二prs182还可以包括比第二接收频率174的带宽更宽的带宽。因此，第二prs182和第二接收频率174可以共享第二子频带102的带宽，并且可选地共享第二子频带102上方和/或下方的一个或多个频谱部分182a、182b。因此，第二prs182的带宽可以包括第二接收频率174的带宽。
第一宽带prs181的带宽还可以包括第一子频带101和第二子频带102两者的带宽。附加地或备选地，第二宽带prs182的带宽可以包括第一子频带101和第二子频带102两者的带宽。
如上所述，接收机可以被配置为接收第一子频带101和第一prs181位于第一子频带101内的频谱部分181c。附加地，接收机可以接收第一prs181位于第一子频带101上方和/或下方的一个或多个频谱部分181a、181b，因为接收机的第一接收带宽173大于第一子频带101的带宽。换句话说，接收机可以接收第一prs181的一个或多个频谱部分181a、181b，它们可以位于第一子频带101外部但是在接收机的第一接收带宽173内部。具体地，接收机可以接收第一prs181位于第一子频带101的外部和上方(即，更高频率)的频谱部分181a。附加地或备选地，接收机可以接收第一prs181位于第一子频带101的外部和下方(即，较低频率)的频谱部分181b。
对于在接收机的第二接收带宽174中接收的第二prs182也是如此。在该示例中，接收机可以被配置为接收第二子频带102和第二prs182位于第二子频带102内的频谱部分182c。附加地，接收机可以接收第二prs182位于第二子频带102上方和/或下方的一个或多个频谱部分182a、182b，因为接收机的第二接收带宽174大于第二子频带102的带宽。换句话说，接收机可以接收第二prs182的一个或多个频谱部分182a、182b，它们可以位于第二子频带102外部但是在接收机的第二接收带宽174内部。具体地，接收机可以接收第二prs182位于第二子频带102的外部和上方(即，更高频率)的频谱部分182a。附加地或备选地，接收机可以接收第二prs182位于第二子频带102的外部和下方(即，较低频率)的频谱部分182b。
本发明的接收机可以被配置为：在其上述第一接收带宽173和第二接收带宽174中的每一个中执行信道估计，以确定第一子频带101和第二子频带102之间的相对相位误差，并且在补偿相对相位误差的情况下确定总体相干的相位基础。第一prs181和第二prs182的频谱重叠频谱部分181a、181b、181c、182a、182b、182c可以用于确定相干的总体相位基础，这将在以下段落中更详细地描述。
根据利用prs181、182的所述频谱重叠频谱部分181a、181b、181c、182a、182b、182c的示例，本发明的接收机可以被配置为：在频谱上覆盖第一子频带101以及至少覆盖第一预定无线电信号181位于第一子频带101外部的频谱部分181a、181b的第一接收频带173中执行第一子频带101的信道估计；以及，在频谱上覆盖第二子频带102并且至少覆盖第二预定无线电信号182位于第二子频带102内部的频谱部分182c的第二接收频带174中执行第二子频带102的信道估计，其中所述第一预定无线电信号181位于第一子频带101外部的所述频谱部分181a、181b与第二预定无线电信号182位于第二子频带102内部的所述频谱部分182c在频谱上重叠。
在图17b中示出了这样的示例，其中第一prs181和第二prs182中的上述频谱重叠的频谱部分181a、182c(可以例如在第二子频带102(至少其一部分)中频谱重叠)用交叉阴影线突出显示，而prs181、182中的任何频谱部分(可以在例如第二子频带102(其至少一部分)中频谱上不重叠)可以由简单的单阴影线指示。例如，第一预定无线电信号181位于第一子频带101外部和上方的频谱部分181a和第二预定无线电信号182位于第二子频带102内部的频谱部分182c的至少一部分可以频谱重叠。
根据图17c中所示的另外的示例，接收机可以被配置为：在频谱上覆盖第一子频带101以及至少覆盖第一预定无线电信号181位于第一子频带101内部的频谱部分181c的第一接收频带173中执行第一子频带101的信道估计；以及，在频谱上覆盖第二子频带102并且至少覆盖第二预定无线电信号182位于第二子频带102外部的频谱部分182a、182b的第二接收频带174中执行第二子频带102的信道估计，其中所述第一预定无线电信号181位于第一子频带101内部的所述频谱部分181c频谱上与第二预定无线电信号182位于第二子频带102外部的所述频谱部分182a、182b重叠。
在图17c，第一prs181和第二prs182中的上述频谱重叠的频谱部分181c、182b(可以在第一子频带101(至少其一部分)中频谱重叠)用交叉阴影线突出显示，而prs181、182中的任何频谱部分(可以在例如第一子频带101(其至少一部分)中频谱上不重叠)可以由简单的单阴影线指示。例如，第二预定无线电信号182中的位于第二子频带102外部和下方的频谱部分182b和第一预定无线电信号181中的位于第一子频带101内部的频谱部分181c的至少一部分可以频谱重叠。
在图17b和图17c所示的两个示例中，接收机可以接收两个prs181、182的频谱部分181a、181b、181c、182a、182b、182c，这些频谱部分自身至少部分地频谱重叠。接收机可以使用prs181、182的所述频谱重叠部分181a、181b、181c、182a、182b、182c来确定相对相位误差，并且确定相干的总体相位基础。
换句话说，接收机可以被配置为：将第一相位与第二相位进行比较，并且对齐第一相位和第二相位以确定总体相位基础，所述对齐基于第一预定无线电信号181和第二预定无线电信号182中的频谱上重叠的频谱部分181a、181b、181c、182a、182b、182c中的一个或多个。
可以理解的是，如果第一prs181和第二prs182之间的频谱重叠量增加，则建立相位相干性(即，相干的总体相位基础)得到改善。因此，根据又一示例，本发明的接收机可以利用第一prs181和第二prs182的上述频谱重叠部分中的两个或更多个。
在图17d中描绘了这样的示例，其中第一prs181的频谱上重叠的频谱部分181a、181c和第二prs182中的对应的频谱上重叠的频谱部分182b、182c(它们可以分别在第一子频带101和第二子频带102(至少一部分)中频谱重叠)再次借助于交叉阴影线突出显示，而prs181、182分别在第一子频带101和第二子频带102中在频谱上不重叠的任何频谱部分可以由简单的单阴影线指示。
根据该示例，接收机可以被配置为：在频谱上覆盖第一子频带101以及第一预定无线电信号181位于第一子频带101内的频谱部分181c以及第一预定无线电信号181位于第一子频带101外部的频谱部分181a的第一接收频带173内执行第一子频带101的信道估计，并且在频谱上覆盖第二子频带102以及第二预定无线电信号182位于第二子频带102外部的频谱部分182b和第二预定无线电信号182位于第二子频带102内部的频谱部分182c的第二接收频带174中执行第二子频带102的信道估计，其中第一预定无线电信号181位于第一子频带101内部的所述频谱部分181c在频谱上与第二预定无线电信号182位于第二子频带102外部的所述频谱部分182b重叠，并且其中第一预定无线电信号181位于第一子频带101外部的所述频谱部分181b在频谱上与第二预定无线电信号182位于第二子频带102内部的所述频谱部分182c重叠。
因此，接收机可以使用第一prs181和第二prs182的所述频谱上重叠的频谱部分18la、181c、182b、182c来确定相对相位误差，并且确定相干的总体相位基础。在参考图17a至图17d描述的所有上述示例中，例如，可以以与先前参考图8和图9所讨论的方式相同的方式来建立相干的总体相位基础。
换句话说，接收机可以被配置为：将第一相位与第二相位进行比较，并且对齐第一相位和第二相位以确定总体相位基础，所述对齐基于第一预定无线电信号181和第二预定无线电信号182中的频谱上重叠的频谱部分181a、181c、182b、182c中的一个或多个。
图17e示出了本发明的接收机的另一示例，其可以被配置为在第一时间段t1期间接收两个预定无线电信号1811、1812，并且在第二时间段t2期间接收两个预定无线电信号1821、1822。该示例可以与先前参考图17a至图17d所讨论的示例实质上相似或相同。因此，相同的附图标记用于相同的特征。然而，图17e中所示的示例与先前图17a至图17d的所述示例的不同之处可以在于：在时间段t1、t2中的每一个期间接收两个预定无线电信号1811、1812、1821、1822。
在第一时间段t1期间接收的两个预定无线电信号1811、1812包括频谱部分1811a、1811c、1812a、1812c，频谱部分1811a、1811c、1812a、1812c与在第二时间段t2期间接收的两个预定无线电信号1821、1822的对应的频谱部分1821b、1821c、1822b、1822c频谱上重叠。两个预定无线电信号1821、1822中的频谱重叠频谱部分1811a、1811c、1812a、1812c、1821b、1821c、1822b、1822c(可以分别在第一子频带101和第二子频带102中频谱上重叠)在图17e中以交叉阴影线示出，而prs181、182的任何频谱部分(可以分别在第一子频带101和第二子频带102(至少一部分)中频谱上不重叠)可以由简单的单阴影线指示。
本发明的接收机的该示例可以更鲁棒，因为与参考图17a至图17d描述的示例相比，其被配置为接收预定无线电信号的频谱重叠部分的量的两倍。
图18示出了本发明的接收机的另外的示例。本发明的接收机可以被配置为接收窄带预定无线电信号(可以被称为m-prs)。接收机可以在第一时间段t1期间接收第一窄带m-prs181，并且它可以在第二时间段t2期间接收第二窄带m-prs182。
第一m-prs181可以位于第一子频带101内。第一m-prs181可以包括等于或小于第一子频带101的带宽的带宽。
第二m-prs182可以位于第二子频带102内。第二m-prs182可以包括等于或小于第二子频带102的带宽的带宽。
第一m-prs181和第二m-prs182可以分别至少部分地位于第一子频带101和第二子频带102内。或者以另一种方式陈述，第一m-prs181和第二m-prs182可以相对于频域分别至少部分地延伸超出第一子频带101和第二子频带102。
然而，在图18所示的非限制性示例中，第一m-prs181位于第一子频带101内，第二m-prs182位于第二子频带102内。
此外，接收机可以包括第一接收带宽173，其比第一子频带101的带宽更宽并且覆盖第一子频带101。由于第一m-prs181可以位于第一子频带101内，因此第一接收带宽173也可以覆盖第一m-prs181。接收机还可以包括第二接收带宽174，其比第二子频带102的带宽更宽并且覆盖第二子频带102。由于第二m-prs182可以位于第二子频带102内，因此第二接收带宽174也可以覆盖第二m-prs182。
与上面参考图17a至图17d讨论的示例相比，m-prs181、182可以不包括在频域中相互频谱重叠的频谱部分。然而，第二m-prs182可以包括频谱部分1821、1822，该频谱部分1821、1822可以包括在接收机的第一接收带宽173中并且包括在第二接收带宽174中。该频谱部分1821、1822在图18中借助于交叉阴影线突出显示，而任何非重叠频谱部分可以由简单的单阴影线指示。
可以看出，第一接收频率带宽173在频谱上覆盖第二子频带102中包含的第二m-prs182的频谱部分1821。在第一时间段t1期间接收第二m-prs182的该频谱部分1821。这可以通过以下方式实现：接收机的pll以某一延迟去谐，使得接收机仍被配置为在发射机(例如，基站、enb)已经在第二子频带102中发送了下一个信号或信号部分的同时在第一接收频带173中进行接收。由于第一接收频带173的带宽在频谱上覆盖包括第二m-prs182在内的第二子频带102的至少一部分，因此接收机被配置为在第一时间段t1期间至少接收第二m-prs182的上述频谱部分1821。
根据该示例，接收机还可以被配置为在第二时间段t2期间接收第二m-prs182的至少一部分。在该示例中，接收机被配置为在第二时间段t2期间在频域中接收第二m-prs182的完整频谱184，但是在时域中仅接收第二m-prs182的部分185。
如在图18中可以看到的，接收机可以被配置为在第二时间段t2期间至少接收第二m-prs182的完整频谱184的频谱部分1822，该频谱部分1822在频谱上与第二m-prs182中的在第一时间段t1期间接收的第一频谱部分1821重叠。
根据该示例，接收机可以被配置为：在第二时间段t2期间至少接收预定无线电信号182的频谱部分1822，预定无线电信号182在频谱上位于第二子频带102内部；以及在第一时间段t1期间接收所述预定无线电信号182中的频谱部分1821，其中在第一时间段t1期间接收的频谱部分1821与在第二时间段t2期间接收的频谱部分1822在频谱上重叠。
同样在该示例中，接收机可以被配置为使用第一接收频带173和第二接收频带174针对每个信道(即，针对每个子频带101、102)执行信道估计。
因此，根据示例，接收机可以被配置为：在频谱上覆盖第一子频带101和在第一时间段t1期间接收的预定无线电信号182中的频谱部分1821的第一接收频带173中执行第一子频带101的信道估计，以及在频谱上覆盖第二子频带102和在第二时间段t2期间接收的预定无线电信号182中的频谱部分1822的第二接收频带174中执行第二子频带102的信道估计，其中频谱部分1822在频谱上与预定无线电信号182中的在第一时间段t1期间接收的频谱部分1821重叠。
接收机可以使用在第一时间段t1和第二时间段t2期间接收的第二m-prs182中的频谱上重叠的部分1821、1822来确定第一子频带101和第二子频带102之间的相对相位误差，以便在补偿相对相位误差的情况下确定相干的总体相位基础。
因此，根据又一示例，接收机可以被配置为将第一相位与第二相位进行比较并且对齐第一相位和第二相位以确定总体相位基础，所述对齐基于在第一时间段t1和第二时间段t2期间接收的预定无线电信号182中的在频谱上重叠的频谱部分1821、1822。
图19示出了本发明的接收机的另一示例，其可以是以上参考图17a至图17e讨论的示例的至少一些部分与参考图18讨论的示例的至少一些部分的组合。
图19的示例再次示出了被配置用于接收窄带m-prs181、182的接收机。可以看出，在第一时间段t1期间，至少可以接收第一m-prs181，第一m-prs181可以在频谱上至少部分地位于第一子频带101外部，但是至少部分地位于第一接收频带173内部。第一m-prs181中的位于第一接收频带173内的频谱部分用附图标记181a表示。
此外，接收机可以被配置为在第二时间段t2期间至少接收第二m-prs182，其可以至少部分地位于第二子频带102内部。第二m-prs182可以包括频谱部分182a，其与第一m-prs181的上述频谱部分181a在频谱上重叠。
在图19中，第一prs181和第二prs182中的这些频谱重叠的频谱部分181a、182a(可以在例如第二子频带102(至少其一部分)中频谱重叠)用交叉阴影线突出显示，而prs181、182中的任何频谱部分(可以在例如第二子频带102(其至少一部分)中频谱上不重叠)可以由简单的单阴影线指示。
因此，根据该示例的本发明的接收机可以被配置为：在第一时间段t1期间至少接收第一预定无线电信号181的频谱部分181a，其中频谱部分181a位于第一子频带101外部；以及在第二时间段t2期间接收第二预定无线电信号182，第二预定无线电信号182至少部分地位于第二子频带102内部，并且至少包括在频谱上与第一预定无线电信号181中的频谱部分181a重叠的频谱部分182a。
根据该示例，接收机可以被配置为：在频谱上覆盖第一子频带101以及第一预定无线电信号181位于第一子频带101外部的频谱部分181a的第一接收频带173中执行第一子频带101的信道估计；以及在频谱上覆盖第二子频带102以及第二预定无线电信号102中的频谱部分182a的第二接收频带174中执行第二子频带102的信道估计，其中频谱部分182a在频谱上与第一预定无线电信号181中的频谱部分181a重叠。
如在图19中可以进一步看到的，在第一时间段t1期间接收的第一预定无线电信号181可以在时域中位于第一子频带101内。换句话说，第一m-prs181可以相对于时域位于第一子频带101的帧内。
图20中示出了备选示例，其中在第一时间段t1期间接收的第一m-prs181可以在时域中位于第一子频带101的帧的外部。
然而，如在图20中还可以看到的，第一接收频带173可以至少覆盖第一m-prs181的频谱部分181a。可以再次配置该示例的接收机，使得其pll以某一延迟去谐，即，当发射机(基站、enb等)可能已经发送了第二子频带102中的第一m-prs181的同时。因此，即使第一m-prs181可以部分地或完全地位于第二子频带102内，接收机也可以在第一时间段t1期间至少接收第一m-prs181的频谱部分181a。
第二m-prs182可以在第二时间段t2期间被接收，并且还可以部分地或完全地位于第二子频带102内。第一m-prs181和第二m-prs182可以至少部分地位于相同频带内。第一m-prs181和第二m-prs182也可以完全位于相同的频带内，如图20所示。第一m-prs181和第二m-prs182也可以位于相同的频带中。
然而，如上所述，第一接收频带173可以至少覆盖第一m-prs181的频谱部分181a。此外，第二接收频带174可以至少覆盖第二m-prs182的频谱部分182a，频谱部分182a在频谱上与第一接收频带173中的在第一时间段t1期间接收的第一m-prs181的上述频谱部分181a重叠。
同样在该示例中，接收机可以被配置为将第一相位与第二相位进行比较并且对齐第一相位和第二相位以在补偿相对相位误差的情况下确定总体相位基础，所述对齐基于在第一时间段t1和第二时间段t2期间接收的第一预定无线电信号181和第二预定无线电信号182中的频谱上重叠的频谱部分181a、182a。
在图19和图20所示的两个示例中，描绘了桥接第一时间段t1和第二时间段t2的第三时间段。所述第三时间段可以是保护间隔，因此其可以称为tguard。该保护间隔tguard提供了在接收机侧重新配置锁相环(pll)的可能性，因为这可以不立即发生。尽管未明确示出，但是可以在本文所讨论的接收机的每个示例和实施例中提供这样的保护间隔。
如上所述，prs和m-prs仅被提及作为针对预定无线电信号的非限制性示例。根据示例，第一预定无线电信号181和第二预定无线电信号182中的每一个可以包括重复序列，其中第一预定无线电信号181的重复序列的至少一部分与第二预定无线电信号182的重复序列的至少一部分相同(至少在它们的频谱上重叠的频谱部分181a、181b、181c、182a、182b、182c方面是这样的)，以建立总体相位基础的相干性。
也就是说，第一预定无线电信号181和第二预定无线电信号182可以在至少频谱重叠的频谱部分181a、181b、l81c、182a、182b、182c中包括一些相同的部分，使得这些相同的部分可以用于确定第一子频带101和第二子频带102之间的相对相位差或相位误差。基于所述相对相位误差，可以在补偿所述相对相位误差的情况下确定相干的总体相位基础。
例如，prs或m-prs可以有利地在lte中用于此目的，因为可以产生和发送prs和m-prs两者，使得它们在频谱重叠区域中是相同的。然而，在5g或newradio中，可以在本发明中的附加地或备选地使用具有与上述特征相同或相似特征的其它预定无线电信号。
将参考图21讨论本发明的接收机的一些另外的示例。根据这些示例，发射机(例如，基站、enb等)可以同时发送第一子频带101和第二子频带102。然而，本发明的该示例的接收机可以仅包括窄接收频带173、174，其可以完全覆盖子频带101、102中的至少一个，并且至少覆盖子频带101、102中的另一个的频谱部分。
从图21中可以看出，第一接收频带173可以覆盖第一子频带101，并且至少覆盖在第一时间段t1期间与第一子频带101同时发送的第二子频带102中的频谱部分202a。
此外，第二接收频带174可以覆盖第二子频带102，并且至少覆盖在第二时间段t2期间与第二子频带102同时发送的第一子频带101中的频谱部分201b。
因此，接收机可以在第一时间段t1期间接收第一子频带101和同时发送的第二子频带102的频谱部分202a。此外，接收机可以在第二时间段t2期间接收第二子频带102，并且至少接收第一子频带101的频谱部分201b。
从图21中可以看出，在第一时间段t1期间接收的第二子频带102中的频谱部分202a可以在频谱上与在第二时间段t2期间接收的第二子频带102的频谱部分202b重叠。此外，在第二时间段t2期间接收的第一子频带101中的频谱部分201b可以在频谱上与在第一时间段t1期间接收的第一子频带101中的频谱部分201a重叠。
该示例的接收机可以被配置为：在频谱上覆盖均在第一时间段t1期间接收的第一子频带101和第二子频带102的频谱部分202a的第一接收频带173中执行第一子频带101的信道估计；以及在频谱上覆盖均在第二时间段t2期间接收的第二子频带102和第一子频带101的频谱部分201b的第二接收频带174中执行第二子频带102的信道估计，其中在第二时间段t2期间接收的第一子频带101的频谱部分201b在频谱上与在第一时间段t1期间接收的第一子频带101的频率对应的频谱部分201a重叠，和/或在第一时间段t1期间接收的第二子频带102的频谱部分202a在频谱上与在第二时间段t2期间接收的第二子频带102的频率对应的频谱部分202b重叠。
接收机可以使用第一子频带101和第二子频带102的所述频谱重叠部分201a、201b、202a、202b来确定相对相位误差。基于该相对相位误差，接收机可以在补偿相对相位误差的情况下确定相干的总体相位基础。
因此，接收机可以被配置为将第一相位与第二相位进行比较并且对齐第一相位和第二相位以确定总体相位基础，所述对齐基于分别在第一时间段t1和第二时间段t2期间接收的第一子频带101和第二子频带102的频谱重叠的部分201a、201b、202a、202b。
即使未在图21中明确描绘，也可以在第一时间段t1和第二时间段t2期间在第一子频带101和/或第二子频带102中接收一个或多个预定无线电信号(比如，prs或m-prs)，并且所述一个或多个预定无线电信号可以以与以上示例中描绘的方式相同的方式来使用。因此，图21中所示的示例可以与本文描述的任何实施例和示例组合。
使用预定无线电信号的上述本发明的接收机的特征和优点将在下面简要概述。
发射机(例如，基站、enb、gnb等)可以被配置为发送宽带预定无线电信号(例如，prs、m-prs等)和窄带预定无线电信号(例如，prs、m-prs等)。本发明的接收机可以包括与基站的传输带宽相比的更窄的接收带宽。因此，本发明的接收机(例如，mtcue)可以被配置为接收分布在若干子频带上的信号部分。例如：
·本发明的接收机(例如，mtcue)可以被配置为在第一窄子频带101或第二窄子频带102上接收信号，并且接收机可以通过使用频率分集从改进的时间估计中获益(如果两个窄子频带101、102上的信道属性可以是充分不相关的)。
·本发明的接收机还可以使用预定无线电信号中的可以位于窄子频带101、102外部但是在接收带宽173、174内部的信号部分和/或子载波。接收带宽的特征可以在于数字采样率，并且在适用的情况下，可以在于先前的类似低通滤波。
·在图17a至图20中，频谱重叠的频谱部分借助于交叉阴影线突出显示，而prs181、182的任何非重叠频谱部分可以用简单的单阴影线指示。
本发明的接收机的行为可以概括如下：
1)调整接收机的接收频率以接收窄子频带。
2)这种重新配置(pll的重新调谐和/或去谐)可以使得第一窄子频带101和第二窄子频带102之间的基带信号中出现随机(或至少未知的)相移。
3)由于发射机(例如，基站)可以创建和发送宽带信号，发射机侧的pll可能不必被重新配置。
4)因此，接收机可以借助于在信道改变之前和之后观察频谱重叠部分中的一个或多个子载波来确定随机相移(相对相位误差)，并且可以对其进行补偿。
5)利用补偿后的相对相位误差，每个信号部分可以通过利用扩展的带宽以“相位相干”方式用于信道估计和/或信号延迟的估计。
例如，如先前参考图17a至图17e所讨论的，接收机可以使用可用的预定宽带信号(例如，prs)，接收机可以切除该预定宽带信号的一些部分，并且可以借助于子载波中的以其它方式仍由接收机未使用的部分来执行相位对齐。
例如，如先前参考图18所讨论的，可以利用一个prs中的重叠。在该示例中，频谱重叠的频谱部分再次通过交叉阴影线突出显示，而prs181、182的任何非重叠频谱部分可以用简单的单阴影线指示。发射机可以创建和发送宽带预定信号，即，在发送第一子频带101和第二子频带102之间可能不需要重新配置发射机侧pll。然而，接收机可以利用上述含义重新配置其pll。
如果可以以某一延迟重新调谐(即，在发射机可已经切换到第二子频带102之后)接收机，则可以补偿相对相位误差，因为接收机可以在重新配置其pll之前和之后观察到相同的子载波。
例如，如先前参考图19所讨论的，窄带m-prs可以被发送和接收两次，并且接收机可以在相同频带中的第一m-prs和第二m-prs之间执行相位对齐，而接收机可能已经跳到另一频带。根据该示例，发射机可以在至少一段短时间段内在两个相邻子频带处同时进行发送。
例如，先前参考图20讨论的示例可以类似于图19的示例。然而，在图20中，prs可以位于子频带帧之外，并且仅一个子频带可以是活动的。
例如，如先前参考图21所讨论的，发射机可以在两个子频带上同时发送。可能可用的重叠区域用虚线框突出显示。这种配置对于nb-iot是有意义，因为在这种情况下，若干个子频带可以同时是活动的。
如上所述，本发明的原理可以用于检测接收机在无线通信网络内的位置。为了实现这一点，接收机可以例如基于总体信号的重构的总体相位基础来确定重构的总体信号的到达时间。
再次参考图8，借助于信道估计804可以确定总体相位基础834，其中在单独的信道估计801、802、803中单独估计每个信道或子频带101、102、103。因此，接收机可以基于总体信号的重构相位基础834的相位来确定总体信号的到达时间，相位基础可以例如通过使用如参考图17a至图21所述的预定无线电信号部分的频谱上重叠的部分来重构。
总体信道的信道估计的结果可以被馈送到位置检测单元850，如图8和图9所示。
附加地或备选地，根据图9中描绘的另一示例，接收机可以被配置为：通过使用无线电信号的总体相位基础944来确定由无线电信号携带的信息的延迟841、842、843；向位置检测单元850提供该延迟，位置检测单元850被配置为基于该延迟确定接收机在无线通信网络内的空间位置。
位置检测单元850可以远离接收机布置。根据另一示例，位置检测单元850可以集成到接收机中。
根据示例，位置检测单元850可以被配置为通过使用针对到达时间(toa)、到达时间差(tdoa)和相对信号定时差(rstd)计算中的至少一项的延迟841、842和843来计算接收机的空间位置。
除此之外，位置检测单元850还可以被配置为执行到达角估计，以便确定接收机在无线通信网络中的空间位置。
为此目的，根据另外的示例的接收机可以包括至少两个天线，并且接收机可以被配置为确定到达角(aoa)，并且将aoa信息提供给位置检测单元850，位置检测单元850被配置为基于aoa信息确定接收机在无线通信网络内的空间位置。
到达角(aoa)估计
出于位置检测的目的，不仅仅可以如上面示例中所述那样估计到达时间。本发明原理还允许基于aoa估计或甚至基于到达时间和aoa估计的组合来执行位置检测。
关于aoa估计，当一些接收机或它们的天线紧密地连接在一起并布置成一行时，可以实现aoa估计器。对于这样的aoa估计器，多载波方法有助于解决多径问题。借助于上述多频信号的链接，可以在非相干跳频上拓宽带宽。然后，可以借助于例如music[schmidt83]、esprit[roy89]、matrixpencil[yilmazer10]或其它方法在所有频音上非相干地估计aoa。
针对在p个跳频上的接收信号的等式可以用作起始点
sp，m和ri，p，m表示第p个跳变信号的传输向量和接收向量，并且wi，p；m是相应的噪声部分。
广义导向矩阵是：
其中对角线信道权重和相量矩阵
bi，k＝diag(βi，1，k，...，βi，l，k，...，βi，l，k)≈bi
(对于有限的带宽，时域中的信道权重在观察到的频率范围内近似恒定。)
φi，p＝diag(exp(jφi，p，0)，...exp(jφi，p，1)，...，exp(jφi，p，l-1))。
可以例如借助于重叠信号部分中的局部最大搜索来估计相对相位部分
补偿后，频率部分的相位差为：
对于所有多路径，l＞0越大或者在[0，2π]相对独立分布，τi，0和τi，l之间的路径延迟的变量或者
在通过sp，m逐元素划分
为了利用所获取的信号数据(或相位)，角度估计和到达时间(toa)估计的组合也被称为联合角度和延迟估计(jade)[vanderveen07]。它也被称为si-jade[vanderveen07]或2d-music[schmidt86b]。利用所获得的延迟差，可以在若干个测量节点处执行到达时间差(tdoa)方法，使得可以根据到达时间差(双曲线1010)和到达角度差(波束1020、1030)的混合来估计位置，如图10中示例性示出的。可能需要具有至少一个天线元件的至少一个另外的同步接收机(参见图10)。
本发明还可以用于直接位置检测(直接定位)的方法[weiss05]，其中可以根据接收和采样的信号类似于上述rtk方法直接确定发射机的位置。可以使用具有独立天线或组天线的同步接收机的组合。
本发明的调制对于[weiss05]或[hadaschik15]中描述的直接位置检测方法也是有帮助的。使用多个相干子载波的可能性提供了位置检测的更高精度。数学模型与多频音角估计实质上不同。根据空间music频谱[hadaschik15]，添加相干频音(frequencytone)也可以获得直接位置检测的精度。添加相干频音，(模糊)距离可以是可提取的。另外的频音删除了这些模糊性，并且更大的带宽使角度频谱更加清晰。
图11示出了借助于通过位置(0，-10)和(0，10)处的相位同步接收机的所有相位部分上的music频谱在所有相位部分上重构的相干性而获得的最佳可实现的增益。
图12示出了借助于根据[hadaschik15]通过针对具有非同步相位和频率的接收机的music频谱在所有相位部分上重构的相干性的理想可实现增益。图11和图12中最大值的较小扩展使得估计值沿径向和切向方向稳定。
关于每个上述附图，根据示例的接收机可以被配置为在时域中的不同的离散点处至少接收第一子频带101和第二子频带102，并且优选地接收每个子频带。因此，实现了跳频。
随后可以跳变每个频带，使得产生如图1至图4和图7至图9中所示的频率阶梯。
频率阶梯可以被实现为上升或下降的阶梯。频率阶梯也可以非严格地和在时间上顺序地实现。相反，它可以偏离顺序(如图5和图6所示)，这样在重新排序后随后进行相位固定。然而，在这种情况下，省略了在接收机和发射机中合成中心频率期间的短建立时间(settlingtime)的优点。
频率合成的建立时间确定保护间隔tguard，即快速建立时间允许快速切换和更好的信道利用。保护间隔可以可变地选择，但不应低于建立时间。此外，保护间隔的特定持续时间应为接收机所知。
此外，在图中所示的每个示例中，除了图6的信道捆绑示例之外，每个子频带101至105包括相同的带宽。然而，子频带101至105的带宽可以变化。
接收机的变型
1)具有一个天线
a.具有宽带接收机覆盖全部频谱boverall
i.利用数字数值频率合成和数字混合器进行进一步的处理。
ii.利用dft进行进一步的处理。
b.具有窄带接收机覆盖(子频带/子信道的)至少一个ofdm符号加上保留区的带宽。该接收机应可调谐到不同的中心频率。
c.利用两个窄带接收机系统(例如，在项目b下的)，使得一个接收机系统可以针对下一跳进行去谐，而另一个接收机系统接收跳。
2)具有包括m个天线元件在内的组天线
a.具有宽带接收机包括覆盖总频谱boverall的m个相干系统。
i.利用数字数值频率合成和数字混合器进行进一步的处理。
ii.利用dft进行进一步的处理。
b.具有相干窄带的接收机包括m个接收机系统，接收机覆盖频率的最大距离加上调制到包括预留区的频音上的信号的带宽。接收机系统应可调谐到不同的中心频率。
如上所述，接收机可以是无线通信网络内的节点。网络的示例在图13a和图13b中示出。
图13a示出了包括三个基站1301、1302、1303(在lte网络的情况下也被称为enodeb或enb)在内的无线通信网络1300。
无线通信网络1300还可以包括用户设备1304(缩写为ue)，ue可以是诸如智能电话、笔记本、平板电脑之类的移动设备。
图13a和图13b之间的区别在于通信方式。也就是说，在图13a中，节点1301、1302、1303、1304在上行链路中通信，即ue1304是发射机，而基站1301、1302、1303用作接收机。
在图13b中，节点1301、1302、1303、1304在下行链路中通信，即ue1304是接收机，而基站1301、1302、1303用作发射机。
根据示例，本发明还提供了一种无线通信网络1300，其包括前述权利要求之一的接收机1301、1302、1303、1304和发射机1301、1302、1303、1304。
出于ue1304的空间位置检测的目的，如果ue1304在下行链路中工作会是有利的，如图13b所示。也就是说，ue1304充当本发明的接收机，而基站1301、1302、1303充当发射机。例如，发射机1301、1302、1303可以发送prs信号。
根据本发明的示例，无线通信网络1300可以在下行链路模式下工作，其中接收机是移动终端(ue)1304，并且发射机(enb1至enb3)是基站1301、1302、1303，并且其中无线通信网络1300使用基于ifft(快速傅里叶逆变换)的无线电信号。
为了提供精确的位置检测，跳频无线电发射机的无线电定位需要利用跳频无线电信号的总体带宽，以实现高精度和鲁棒性。为了实现这样的目标，无线电信号必须在每个频率上相对于其相位是相干的。否则，相位的相干性应至少是可生产的或可重构的(例如，借助于本发明所建议的校准)。然而，期望最小的努力就能实现该目的。ofdm(正交频分复用)是众所周知且广泛可用的调制类型，其在当今的许多标准(例如，ieee802.11a/g/h/...、wimax、lte、5g、dvb-t、dvb-t2、dmb)中得到支持。
可以通过本发明解决的特定问题涉及紧急呼叫的定位(例如，e-911相位2)。在美国，自2012年9月以来，fcc的规定要求无线用户以至少50米的精度定位911呼叫者[fcc911]。在这方面，enhancedfcc911，phaseii规定：“对于基于网络的技术：针对67％的电话的精度是100米，针对90％的电话的精度是300米；(2)对于基于手机的技术：对于67％的电话的精度是50米，对于90％的电话的精度是150米”。这初步仅适用于户外操作。然而，还需要改进建筑物内人员的室内定位，因为大多数紧急呼叫来自建筑物或其它此类结构的内部。
借助于特定种类的信号化(其可以基于在正常操作期间常用的信号化)，本发明能够借助于伪相干带宽扩展来支持更精确的定位，以便基于建筑物外部和建筑物内部的具有可接受精度的卫星导航系统(gnss)来改进定位。
现有技术提出了这样一种方法，其中信号的相干性将借助于使用某个参考的锁相环(pll)来实现。精确的定时控制(pll的去谐)用于精确调整相位。然而，这需要高度精确和稳定的参考产生(tcxo，......)和亚纳秒的时间精度的确定性切换时间。
否则，在用于通信的跳频方法中可能不需要载波相位的相干性。
例如，蓝牙[bluetooth40]和无线多媒体多频带-ofdm[wimedia15]描述了若干子频带上的跳频，使得带隙保持在起始频带(源)和目标(pounced)频带(宿)之间。带隙背后的意图是避免或减少干扰。
scholand等人[scholand05]提出了一种用于ofdm的快速跳频方法，以优化和完全利用时频分集进行信息编码。
在本发明中，正交频分(例如，ofdm(正交频分复用))可以用于跳频信号。对于多用户(例如，lte、5g、ieee802.11a/g/h/...)或多小区或多信道操作(例如，dvb-t、dvb-t2、dmb)(实际针对几乎每个普通宽带无线电系统都给出的)，在支持设备中给出了多频/多信道方法(如图14中所示)。
图14示出了与上面参考图13描述的无线通信网络类似的无线通信网络1400。然而，在该示例中，多个发射机1401、1402和多个接收机1403、1404、1405存在于网络1400中。如前所述，根据无线通信网络1400的模式(下行链路或上行链路)，ue和基站可以充当发射机或接收机。
根据本发明的原理，在所有可用子频带上估计总体传输信道。用于定位的特别的重点是所谓的到达时间。在组天线在一个或多个接收机处可用的情况下，第一传播路径的入射方向的估计也将变得更精确。这些时间相关的信息或数据分别被馈送到位置检测单元或定位单元，以便检测无线通信网络内的接收机的位置。可以使用的方法是使用时间差(例如，tdoa(到达时间差))、入射角(例如，doa(到达方向))以及两种类型的混合形式的计算。
另一种方法是直接位置检测，其中直接根据原始数据来估计位置。例如，这种原始数据可以是模数转换器(adc)或同相和正交相位分量中的数字混频器的复数输出。
附加地或备选地，幅度、相位和方向上的信道估计可以用作观察，根据这样的观察可以估计所检测的信道路径的到达时间。解调的ofdm子载波表示这种信道估计的最简单的特殊情况。
当第一跳频传输和最后一个跳频传输之间的传输信道仅改变到不显著的程度或根本不改变时，对本发明是有利的。
本发明还涉及如图15所示的方法。
在块1501中，接收携带信息的无线电信号，其中无线电信号包括具有第一子频带和第二子频带的总体频带。
在块1502中，在第一时间段期间接收在第一子频带中的由无线电信号携带的信息中的第一部分。
在块1503中，在第二时间段期间接收在第二子频带中的由无线电信号携带的信息中的第二部分。
在块1504中，执行第一子频带的信道估计以便确定第一相位。
在块1505中，执行第二子频带的信道估计以便确定第二相位。
在块1056中，使用第一相位和第二相位确定无线电信号的总体相位基础。
例如，本发明原理可以用于以下应用领域：
·紧急呼叫的位置估计(e911)。
·需要移动用户的位置的其它场合，例如导航、商业或广告、以及其它个人或公共原因。本发明的算法还可以帮助同步网络，以例如用于蜂窝通信网络或定位系统。
应用示例也来自蜂窝无线电网络。
1)示例(超出wifi)是lte下行链路。
-一个用户同时使用多个lte资源块(资源块聚合)或者甚至同时使用多个载波(载波聚合)
-例如基于prs(定位参考符号)psrs、ssrs或csi-rs(信道状态信息参考信号)的信道估计
-可以根据所描述的方法对齐重叠的或不重叠的资源块
-基于对齐的信道参考数据细化估计的信道或延迟
2)示例lte上行链路
-enodeb用户同时为相同的用户分配多个lte资源块(资源块聚合)或甚至同时为相同的用户分配多个载波(载波聚合)
-基于探测参考信号(例如，srs)的参考符号来执行信道估计(时间同步)
-对齐信道估计(或对齐同步序列)
-基于对齐的信道参考数据细化估计的信道或延迟
3)5g
-目前的想法旨在frg(连续频率资源块)中的动态频率和时间分配
-因此，无论如何，可以发生重叠的frg(至少在上行链路中)
-可以基于对齐的同步序列来计算信道和延迟
尽管已经在装置的上下文中描述了一些方面，但是将清楚的是，这些方面还表示对应方法的描述，其中，块或设备对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地，在方法步骤的上下文中描述的方面也表示对对应块或者对应装置的项或特征的描述。
本发明的分解信号可以存储在数字存储介质上，或者可以在诸如无线传输介质或有线传输介质(例如，互联网)等的传输介质上传输。
取决于某些实现要求，可以在硬件中或在软件中实现本发明的实施例。实现方式可以使用其上存储有电子可读控制信号的数字存储介质(例如，软盘、dvd、cd、rom、prom、eprom、eeprom或flash存储器)来执行，与可编程计算机系统协作(或能够协作)，使得执行相应方法。
根据本发明的一些实施例包括具有电子可读控制信号的非暂时性数据载体，该电子可读控制信号能够与可编程计算机系统协作从而执行本文所述的方法之一。
通常，本发明的实施例可以实现为具有程序代码的计算机程序产品，程序代码可操作以在计算机程序产品在计算机上运行时执行方法之一。程序代码可以例如存储在机器可读载体上。
其他实施例包括存储在机器可读载体上的计算机程序，该计算机程序用于执行本文所述的方法之一。
换言之，本发明方法的实施例因此是具有程序代码的计算机程序，该程序代码用于在计算机程序在计算机上运行时执行本文所述的方法之一。
因此，本发明方法的另外的实施例是其上记录有计算机程序的数据载体(或者数字存储介质或计算机可读介质)，该计算机程序用于执行本文所述的方法之一。
因此，本发明方法的另一实施例是表示计算机程序的数据流或信号序列，所述计算机程序用于执行本文所述的方法之一。数据流或信号序列可以例如被配置为经由数据通信连接(例如，经由互联网)传送。
另外的实施例包括处理装置，例如，计算机或可编程逻辑器件，所述处理装置被配置为或适于执行本文所述的方法之一。
另一实施例包括其上安装有计算机程序的计算机，该计算机程序用于执行本文所述的方法之一。
在一些实施例中，可编程逻辑器件(例如，现场可编程门阵列)可以用于执行本文所述的方法的功能中的一些或全部。在一些实施例中，现场可编程门阵列可以与微处理器协作以执行本文所述的方法之一。通常，方法优选地由任意硬件装置来执行。
上述实施例对于本发明的原理仅是说明性的。应当理解的是：本文所述的布置和细节的修改和变形对于本领域其他技术人员将是显而易见的。因此，旨在仅由所附专利权利要求的范围来限制而不是由借助对本文实施例的描述和解释所给出的具体细节来限制。
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