一种适用于π/4-DQPSK的频率捕获方法与流程

本发明涉及一种频率捕获方法，特别是一种适用于π/4-dqpsk的频率捕获方法。

背景技术

常规qpsk调制信号存在弧度为π的相位跳变，成型滤波后同相和正交两路信号的幅值会同时为零。也就是说，当发生弧度为π的相位跳变时，信号的包络在瞬间通过零点，会在随后的非线性放大器中引起频谱扩展。与常规qpsk调制相比较，π/4-dqpsk调制信号的最大相位跳变减小为3π/4，限带滤波后的包络起伏小，在非线性信道中有更好的频谱效率，因而在卫星通信系统中得到了广泛的应用。

目前，为实现频率的初始捕获，大多数π/4-dqpsk系统采用了插入引导码的数据辅助方式，也就是说并没有利用π/4-dqpsk信号本身的特性，且不可避免地降低了系统的传输效率。专利cn106911606a虽然不需要专门的引导码，但其较为简单的频谱搜索策略，在实际使用中易遭受其它干扰（比如单音干扰以及iq通道不平衡等）的影响，不能提供稳定可靠的频率捕获性能。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种适用于π/4-dqpsk的频率捕获方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种适用于π/4-dqpsk的频率捕获方法，其特征在于包含以下步骤：

步骤一：利用次方运算去除经下变频后的基带信号中的调制信息；

步骤二：快速傅里叶变换并对变换结果进行判断，是否符合π/4-dqpsk调制信号的频谱特性；

步骤三：判断频谱连续符合判定要求的次数是否达到设定值，如果否，则返回步骤一，如果是，则根据谱线位置计算出接收信号的频偏值。

进一步地，所述步骤一具体为，在相位状态转移图上，π/4-dqpsk有8个相位状态，每次的相位跳变限制在±π/4或±3π/4，8个相位状态被分成两组正好相差π/4相位的qpsk相位状态，每次的相位状态转移均交替往复地在两组之间进行，即认为这8个相位状态是由两个qpsk信号迭加而成，利用m次方运算，去除mpsk调制信号符号间的相位跳变，将mpsk信号变换成单音信号，其中，m为等于2n的正整数，n=1,2,3…。

进一步地，所述步骤二具体为，对于π/4-dqpsk信号，搜索其频谱的三个最大的极大值，对搜索到的第二大值的有效性进行判断，如果其位置位于最大值附近时则判定无效，继续搜索其它的值；对搜索到的第三大值的有效性进行判断，如果其位置位于最大值或第二大值附近时则判定无效，继续搜索其它的值；搜索完毕，对三个极大值位置的频率间隔再进行判断，若任意两个极大值的频率间隔与符号速率的差异在容许范围内，即判定频谱特性符合要求。

进一步地，所述步骤三具体为，重复步骤一和步骤二，当频谱特性连续符合要求的次数达到预先设定值，即可根据谱线的位置关系输出频偏估计值。

本发明与现有技术相比，具有以下优点和效果：本发明的适用于π/4-dqpsk的频率捕获方法不需要数据辅助，没有位定时要求，且对噪声和单音干扰以及iq通道不平衡现象具有强鲁棒性，故尤其适合作为连续方式π/4-dqpsk解调中同步功能的起始模块。

附图说明

图1是本发明实施例提供的π/4-dqpsk的频率捕获方法的流程框图。

图2是π/4-dqpsk调制信号的相位状态转移图。

图3是对π/4-dqpsk调制信号进行去调制处理后的频谱示意图。

图4是iq通道不平衡现象如何影响去调制处理的示意图。

图5是对存在iq通道不平衡现象的π/4-dqpsk调制信号进行去调制处理后的频谱示意图。

图6是本发明实施例提供的搜索3个最大的极大值的算法流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

除非上下文另有特定清楚的描述，本发明中的元件和组件，数量既可以单个的形式存在，也可以多个的形式存在，本发明并不对此进行限定。本发明中的步骤虽然用标号进行了排列，但并不用于限定步骤的先后次序，除非明确说明了步骤的次序或者某步骤的执行需要其他步骤作为基础，否则步骤的相对次序是可以调整的。可以理解，本文中所使用的术语“和/或”涉及且涵盖相关联的所列项目中的一者或一者以上的任何和所有可能的组合。

如图1所示，本发明的一种适用于π/4-dqpsk的频率捕获方法，包含以下步骤：

步骤一：利用次方运算去除经下变频后的基带信号中的调制信息。

在相位状态转移图上，π/4-dqpsk有8个相位状态，如图2所示。因为每次的相位跳变是限制在±π/4或±3π/4，所以这8个相位状态可以被分成两组正好相差π/4相位的qpsk相位状态，图3中分别用■和●标注。每次的相位状态转移均交替往复地在两组之间进行，也就是说，这8个相位状态，可以认为是由两个qpsk信号迭加而成。

所述去除经下变频后的基带信号中的调制信息步骤就是利用m次方运算，去除mpsk调制信号符号间的相位跳变，将mpsk信号变换成单音信号，其中，m为等于2^n的正整数，n=1,2,3…。

以qpsk信号为例，假设采用图2中■标注的星座图，4次方去调制后将全部汇集到i路的正方向；若采用图2中●标注的星座图，4次方去调制后将全部汇集到i路的负方向。可见，qpsk信号在去调制处理后，其频谱主要表现为在dc处出现峰线。

以π/4-dqpsk信号为例，因为其相位是在■和●标注的两个星座图间交替往复地变化，所以4次方去调制后的效果是以上两种qpsk信号的交替变化。定义fd表示π/4-dqpsk信号的符号速率，则去调制后的波形大致呈现为fd/2频率的正弦波形式。频谱如图3所示，其主要表现为分别在fd/2和fs-fd/2频率处出现峰线，与qpsk信号去调制后的频谱存在显著区别。这里fs表示采样速率，通常选定为fd的4倍或8倍。该特性不仅可以用于检测π/4-dqpsk调制信号，也可以作为解调器中频率捕获的判断标志。

步骤二：快速傅里叶变换并对变换结果进行判断，是否符合π/4-dqpsk调制信号的频谱特性。

考虑到dft存在栅栏效应，当频偏不是正好落在dft的频率分辨点上，可能会出现左右相邻的两个频率分辨点的幅度均较大的情况。因为qpsk信号的频率捕获仅需要搜索其频谱的最大值，故栅栏效应的影响较小，且可以通过增加dft点数得到改善。而π/4-dqpsk信号需要搜索固定频率间隔的两根谱线，就不能简单地搜索其频谱的两个最大值，否则可能会集中搜索到其中一根谱线的左右相邻的两个频率分辨点上。可见，对于π/4-dqpsk信号，应该搜索的是其频谱的两个最大的极大值，而不是两个最大值。

又由于接收的基带信号中往往存在iq通道幅度不平衡现象，经过4次方运算的非线性处理后，原本分别对称地汇集到i路的正负方向的现象被破坏。例如，当仅缩小q路信号幅值时，图2中■标注的位于同向坐标轴上的星座点的坐标不会变化，但位于正交坐标轴上的星座点的坐标将由(0,±1)变为(0,±k)，经过4次方运算后，汇集点的坐标将会从(1,0)变为(k^4,0)，这里k为小于1的比例系数。显然，图2中■标注的星座点在4次方运算后，汇集点由原来的1个变成了2个，且当k变小时，其中的1个汇集点沿着同向坐标轴从坐标点(1,0)向原点靠拢。同样，当仅缩小q路信号幅值时，图2中●标注的星座点的坐标将由(±0.707,±0.707)变为(±0.707,±0.707k)，容易计算经过4次方运算后，汇集点随k变化的移动轨迹将如图4所示，汇集点也由原来的1个变成了2个，且当k变小时，2个汇集点分别沿同向坐标轴的两边从坐标点(﹣1,0)向坐标点(0.25,0)靠拢，如图4所示。

可见，存在iq通道幅度不平衡现象的π/4-dqpsk信号，在去调制处理后，信号中会出现直流分量。不平衡现象越明显，出现的直流分量越大，其频谱在dc处会出现较大的频率分量。例如，当k等于0.5时，频谱如图5所示。故搜索频谱的过程中必须增加考虑该频率分量的影响，也就是说，需要搜索频谱中的3个最大的极大值。

在判断是否符合π/4-dqpsk调制信号的频谱特性的步骤具体包括如下步骤：

将搜索到的最大值直接作为最大极值。

对搜索到的第2大值的有效性进行判断，如果其位置位于最大值附近时则判定无效，继续搜索其它的值；否则，将搜索到的第2大值作为第2大极值。

对搜索到的第3大值的有效性进行判断，如果其位置位于最大值或第二大值附近时则判定无效，继续搜索其它的值；否则，将搜索到的第3大值作为第3大极值。

搜索完毕，对3个极大值位置的频率间隔再进行判断，若任意两个极大值的频率间隔与符号速率fd的差异在容许范围内，即判定频谱特性符合要求。其中搜索3个最大的极大值的算法流程见图6。

例如，选用的采样速率fs为符号速率fd的8倍，当采用2048点dft，则两根谱线的位置距离应为256点。需要注意的是，由于非线性处理的放大作用，谱线中心位置对应的频偏为实际频偏的4倍。

在实际实现过程中，类似qpsk信号这样单根谱线的搜索，有必要增加对频谱幅度最大值的最小门限限制。而π/4-dqpsk信号的固定频率间隔的两根谱线的搜索，可以不考虑对幅值的限制。且在频率捕获的连续搜索的过程中，可以允许谱线位置的稍许移动，以适应少量的多普勒频偏变化。

相比专利cn106911606a中搜索2个最大的极大值的策略，本文中搜索3个最大的极大值，主要是为了克服iq通道幅度不平衡对频率捕获的干扰。但显然，即便是出现在其它位置的单音干扰，该算法在一定程度依然能够不受影响。

步骤三：判断频谱符合判定要求的次数是否达到设定值，如果否，则返回步骤一，如果是，则根据谱线位置计算出接收信号的频偏值。

重复步骤一和步骤二，当频谱特性连续符合要求的次数达到预先设定值，即可根据谱线的位置关系输出频偏估计值。qpsk信号在去调制后，显然仅需要搜索其频谱的最大值，即可根据频谱峰值出现的位置输出频偏估计值。而π/4-dqpsk信号在去调制后，则必须搜索到固定频率间隔的两根谱线的频谱特性，才能根据两根谱线的中心位置输出频偏估计值。

相较于现有技术，本发明提供的π/4-dqpsk的频率捕获方法不需要数据辅助，没有位定时要求，且对噪声和单音干扰以及iq通道不平衡现象具有强鲁棒性，故尤其适合作为连续方式π/4-dqpsk解调中同步功能的起始模块。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。