一种小型化ODU发射通道电路的制作方法

本发明属于通信技术领域，特别是涉及一种适用于卫星通信的小型化odu发射通道电路。

背景技术：

在卫星通信设备中，odu(out-doorunit)是指室外单元，主要包括频率变换和功率放大，具体又可以分为发射通道和接收通道，发射通道通常是指buc(blockup-converter)，即上变频功率放大器，接收通道主要是指lnb(lownoiseblockdown-converter)，即低噪声放大、变频器。

在发射通道的小型化应用中，尽可能减小发射通道所占据的体积，并且也要使得发射通道所具有的射频特性，如增益大小、相位噪声、杂散、频率分辨率、功耗等多种指标都要满足设计需求，并且还要工作稳定可靠。

技术实现要素：

本发明主要解决的技术问题是提供一种小型化odu发射通道电路，解决现有技术中发射通道电路在小型化应用中体积受限、功耗过多以及射频特性降低、稳定性不够的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是提供一种用于小型化odu发射通道电路，包括电源电路、本振电路、中频电路和射频电路，所述本振电路对输入的外部参考源信号进行频率合成而产生本振信号，并对所述本振信号进行滤波和放大，所述中频电路对输入的中频信号进行滤波和放大后输出，然后在射频电路中与所述本振信号进行混频而得到射频信号输出，所述射频信号还在射频电路中进行增益放大和功率放大，以及经过射频滤波后输出，所述电源电路对输入的外部电源进行稳压和变压，然后为所述本振电路、中频电路和射频电路分别提供直流稳压供电。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，所述本振电路包括由频率合成器和倍频器级联而组成的本振信号源，所述倍频器输出的本振信号经由本振增益放大器进行增益放大后，再由本振微带滤波器滤波后输出到所述射频电路中的混频器。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，所述频率合成器的数控接口对应电连接单片机，所述单片机通过所述数控接口向所述频率合成器输入频率控制参数，由此设置频率合成器输出信号的频率。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，所述中频电路包括中频信号输入端，所述中频信号输入端首先电连接用于滤除所述中频信号之外的杂波的中频滤波器，然后由所述中频滤波器的输出端电连接中频放大器，所述中频放大器对所述中频信号进行功率放大后输出。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，在所述中频信号输入端与所述中频滤波器之间还串接有温补衰减器。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，所述射频电路包括所述混频器，以及与所述混频器电连接用于抑制所述射频信号中的交调杂波的射频滤波器，所述射频滤波器的后一级电连接用于对所述射频信号进行放大的射频放大器，在所述射频放大器的后一级还电连接用于对所述射频信号进行带外抑制的腔体滤波器。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，所述射频滤波器包括第一级射频滤波器和第二级射频滤波器。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，所述射频放大器包括第一级射频增益放大器、第二级射频增益放大器和射频功率放大器，所述混频器的输出端电连接所述第一级射频滤波器后，依次连接所述第一级射频增益放大器、所述第二级射频滤波器、所述第二级射频增益放大器和所述射频功率放大器。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，所述电源电路包括5v电压输入端和6v电压输入端，所述5v电压输入端经过第一电源滤波网络后得到稳压5v，并分成多个独立供电支路分别向所述发射通道电路的多个芯片供电，所述6v电压输入端经过第二电源滤波网络后得到稳压6v，向所述发射通道电路中的所述射频功率放大器供电。

在本发明小型化odu发射通道电路的另一实施例中，所述稳压5v经变压电路产生-0.55v电压向所述射频功率放大器提供负电压供电，所述稳压6v经保护电路提供6v电压向所述射频功率放大器提供正电压供电。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种小型化odu发射通道电路，包括电源电路、本振电路、中频电路和射频电路，本振电路对输入的外部参考源信号进行频率合成而产生本振信号，并对本振信号进行滤波和放大，中频电路对输入的中频信号进行滤波和放大后输出，然后在射频电路中与本振信号进行混频而得到射频信号输出，射频信号还在射频电路中进行增益放大和功率放大，以及经过射频滤波后输出，电源电路对输入的外部电源进行稳压和变压，然后为本振电路、中频电路和射频电路分别提供直流稳压供电。该发射通道电路工作稳定可靠，在节省功耗、减少体积、降低成本方面也具有优势。

附图说明

图1是本发明小型化odu发射通道电路一实施例组成框图；

图2是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中本振电路组成图；

图3是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中本振电路原理图；

图4是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例的本振微带滤波器组成图；

图5是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中中频电路框图；

图6是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中中频电路组成图；

图7是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中中频电路原理图；

图8是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中射频电路框图；

图9是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中射频电路组成原理图；

图10是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中射频微带滤波器组成图；

图11是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中射频电路组成图；

图12是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中电源电路框图；

图13是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中变压电路原理图；

图14是本发明小型化odu发射通道电路另一实施例中保护电路原理图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。

下面结合附图，对本发明的各实施例进行详细说明。图1是本发明小型化odu发射通道电路一实施例组成示意图。如图1所示，该小型化odu发射通道电路实施例包括电源电路1、本振电路2、中频电路3和射频电路4，所述本振电路2对输入的外部参考源信号进行频率合成而产生本振信号，并对所述本振信号进行滤波和放大，所述中频电路3对输入的外部中频信号进行滤波和放大后输出，然后在射频电路4中与所述本振信号进行混频而得到射频信号输出，所述射频信号还在射频电路4中进行增益放大和功率放大，以及经过射频滤波后输出，所述电源电路1对输入的外部电源进行稳压和变压，然后为所述本振电路2、中频电路3和射频电路4分别提供直流稳压供电。

优选的，在图1所示的发射通道电路中主要采用集成电路芯片来实现各个电路中的滤波、放大等功能，并且所采用的芯片主要是射频芯片，这些芯片的外围电路尽可能少，芯片本身的体积也要小，这样就可以占用较少的空间，达到小型化的目的。

优选的，电源电路在为其它电路中芯片供电时，通常是采用独立的供电支路为这些芯片供电，这样就可以保证供给每一个芯片的电源不受其它芯片的电流大小的影响。例如，对于射频电路中的功率放大芯片，其消耗的电流波动较大，特别是产生功率放大和不产生功率放大时电流有明显区别，如果用对该功率放大芯片的电源也与其它芯片的电源共用，则这种电流大小的波动将会影响其它芯片供电的稳定性，为避免这种情况，则对每一个芯片均采用一个独立的供电支路进行供电。

进一步优选的，如图2所示，所述本振电路中包括由频率合成器21和倍频器22级联而组成的本振信号源，所述倍频器22输出的本振信号经由本振增益放大器24进行增益放大后，再由本振微带滤波器滤波后输出到所述射频电路中的混频器。

优选的，这里在倍频器芯片22与本振增益放大器芯片24之间还串接有匹配衰减器23。通过设置匹配衰减器23的主要目的是使得倍频器芯片22的输出阻抗能够与匹配衰减器23的输入阻抗匹配，同时该匹配衰减器23的输出阻抗也与本振增益放大器芯片24的输入阻抗匹配。由于该匹配衰减器23是由无源电子元器件组成，必然会带来插入损耗而造成信号衰减，因此对倍频器芯片22输出的本振信号有衰减作用。优选的，匹配衰减器23是由三个匹配电阻组合而成，其中第一匹配电阻的两端分别电连接倍频器芯片22的输出端和本振增益放大器芯片24的输入端，第二匹配电阻的一端电连接倍频器芯片22的输出端，另一端接地，第三匹配电阻的一端电连接本振增益放大器芯片24的输入端，另一端接地。这三个电阻的阻值可以根据前后需要匹配的阻抗特性而设置。

优选的，频率合成器芯片21输出产生的频率为6.4ghz，而由倍频器芯片22产生的频率对应为12.8ghz。这里，由频率合成器产生的6.4ghz的信号，该信号对于单个芯片而言能够产生这么高频率的芯片已经是属于比较高的频率了，如果直接合成更高的高于6.4ghz的频率，则对频率合成器芯片21有更高的射频特性要求，并且功耗也会增加。为此，通过在后一级通过倍频的方式实现所需的更高频率的本振信号。

优选的，所述频率合成器的数控接口对应电连接单片机，单片机通过所述数控接口向所述频率合成器输入频率控制参数，由此设置频率合成器输出信号的频率，由此增强该频率合成器芯片产生频率的多值性。

进一步优选的，如图3所示，频率合成器芯片选用adf4355，并且该芯片还通过spi接口与单片机芯片attiny9相连，该spi接口包括时钟clk端、数据data端和使能le端，通过该spi接口可以向芯片adf4355写入频率控制字，以此可以改变adf4355输出的频率值，例如就不仅仅固定限制为6.4ghz，还可以是其它所需的频率值，由此可以增加本振电路输出频率的多样性，而不是局限于一个固定的频率。芯片attiny9是一款体积小且引脚少的小型单片机，其中包括的三个i/o引脚均应用到与芯片adf4106的使能端、数据端和时钟端电连接。使用该芯片attiny9还具有功耗低的优势。

进一步优选的，如图4所示，对于图2中的本振微带滤波器25包括设置在陶瓷基板上的7个u型的微波金属带，所述微波金属带依次间隔排列且呈中心对称分布，其中第一微波金属251带开口向上且位于对称中心，所述第二微波金属带252和第三微波金属带253均开口向下，分别位于所述第一微波金属带251的左侧和右侧，第四微波金属带254开口向上且位于所述第二微波金属带252的左侧，第五微波金属带255开口向上且位于所述第三微波金属带253的右侧，第六微波金属带256开口向下且位于所述第四微波金属带254的左侧，所述第六微波金属带256的左分支上横向延伸为第一端口，第七微波金属带257开口向下且位于所述第五微波金属带255的右侧，所述第七微波金属带257的右分支上横向延伸为第二端口。

进一步优选的，对于第一微波金属带251，该金属带的宽度是0.19mm，左侧分支和右侧分支的长度相同，均为1.99mm，下部连接分支的长度为0.82mm，所述第一微波金属带251与所述第二微波金属带252、第三微波金属带253的间隔均为0.17mm。并且，所述第二微波金属带252与所述第四微波金属带254的间隔为0.14mm，所述第三微波金属带253与所述第五微波金属带255的间隔为0.14mm，所述第四微波金属带254与所述第六微波金属带256的间隔为0.07mm，所述第五微波金属带255与所述第七微波金属带257的间隔为0.07mm。

优选的，为了实现该滤波器的滤波特性，第六微波金属带256和第七微波金属带257在结构上还进一步做了优化。所述第六微波金属带的右侧分支的长度是1.95mm，宽度是0.19mm，左侧分支的长度是1.75mm，宽度是0.24mm，上端连接分支分为两段，其中，位于左侧的第一连接段的长度是0.5mm，宽度是0.24mm，位于右侧的第二连接段的长度是0.3mm，宽度是0.19mm；所述第一端口的长度是0.97mm，宽度是0.24mm，所述第一端口的上边到所述上端连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.91mm。所述第七微波金属带的左侧分支的长度是1.95mm，宽度是0.19mm，右侧分支的长度是1.75mm，宽度是0.24mm，上端连接分支分为两段，其中，位于右侧的第一连接段的长度是0.5mm，宽度是0.24mm，位于左侧的第二连接段的长度是0.3mm，宽度是0.19mm；所述第二端口的长度是0.97mm，宽度是0.24mm，所述第二端口的上边到所述上端连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.91mm。

以上的这种结构设计是基于小尺寸条件下微带滤波器要达到的技术指标而设计的，所述本振滤波器的带通滤波范围是12.5ghz-14.2ghz，通带插入损耗≤3db，vswr≤1.3，并且带外抑制情况是：在6.4ghz-6.5ghz的范围，带外抑制率≥55dbc，在19.2ghz-19.575ghz的范围，带外抑制率≥55dbc。

另外，整个本振微带滤波器的长度只有8.36mm，高度小于2mm，这些微波金属带的厚度均为0.19mm，设置于陶瓷基板的厚度为0.254mm。可见该本振微带滤波器具有很小的体积结构，适用于小型化odu发射通道的使用。

如图5所示，中频电路包括中频信号输入端311，所述中频信号输入端311电连接用于滤除所述中频信号之外的杂波的中频滤波器32，然后由所述中频滤波器32的输出端电连接中频放大器33，所述中频放大器33对所述中频信号进行功率放大后输出。优选的，在所述中频信号输入端311与所述中频滤波器32之间还串接有温补衰减器31。该温补衰减器芯片31可以补偿中频电路中的第一中频放大器芯片33和第二中频放大器芯片34在高温环境中所引起的增益下降。并且，可以通过高低温实验确定中频电路所引起的增益下降值，通过计算来选择合适的温补衰减器芯片31。

进一步优选的，如图6所示，所述中频滤波器包括第一中频滤波器321，中频放大器包括第一中频放大器331。进一步的，所述中频滤波器还包括第二中频滤波器322，中频放大器还包括第二中频放大器332。由此使得输入的中频信号被增益放大和滤波后输出到所述射频电路中的混频器。优选的，在第一中频放大器331和第二中频放大器332之间还设置有匹配衰减器301。

优选的，所述第一级中频滤波器321为芯片hfcn-740，所述温补衰减器31为芯片stca0609n9，所述芯片stca0609n9的输出端与所述芯片hfcn-740的输入端直接电连接。这里芯片stca0609n9的输入频率范围是0-6ghz，最大衰减量为9db，衰减精度为±0.5db，衰减量温度系数是-0.003～-0.010db/db/℃，体积为：3.78×3.10×0.58mm³，该芯片只需3个连接端即可，无需外围电路。芯片hfcn-740为高通滤波器，只需4个连接端即可，无需外围电路，典型数据有：575mhz对应的插入损耗为19.61db，780mhz时对应的插入损耗为1.77db，2200mhz时对应的插入损耗为0.94db，3000mhz时对应的插入损耗为2.57db，4000mhz时对应的插入损耗为5.72db，体积为：3.20×1.60×0.94mm³。由此可见这两个芯片所占用的空间体积均很小，在7立方毫米以内。

进一步的，所述第一中频放大器331包括芯片upc3226，该芯片工作频段为0-3ghz，增益为25db，噪声系数5.3db，输出1db压缩点功率为+7.5dbm，电流为15ma，功耗有75mw。该芯片的体积为2.1×2.0×0.9mm³，采用6脚superminimold封装，外形小且电路简单。

优选的，所述第二级中频放大器332包括芯片ecg001f-g，并且在所述芯片ecg001f-g的输入端与所述芯片upc3226的输出端电连接。优选的，所述芯片ecg001f-g的输入端与所述芯片upc3226的输出端之间串接有匹配衰减器301。进一步的，所述第二级中频滤波器322包括芯片lfcn1800，并且在所述芯片lfcn1800的输入端与所述芯片ecg001f-g的输出端电连接。

进一步的，如图7所示，在所述芯片ecg001f-g的输入端与所述芯片upc3226的输出端之间连接有电容c2，而匹配衰减器则有电阻r1、r2、r3组成的电阻匹配网络构成，然后再通过电容c50接入芯片ecg001f-g的rfin引脚。芯片ecg001f-g的工作频段为0-6ghz，增益为20db，噪声系数3.4db，输出1db压缩点功率为12.5dbm，电流为30ma，功耗有150mw。该芯片的体积为2.1×2.0×1.10mm³。另外，该芯片的输出端也同时作为直流5v电压的供电端，通过由r29、c52、c53、l11组成的电源网络而向该芯片供电，另外输出端又通过电容c51连接后一级的芯片lfcn1800。该芯片属于低通滤波器，典型数据有：100mhz对应的插入损耗为0.07db，500mhz时对应的插入损耗为0.21db，1875mhz时对应的插入损耗为0.90db，2125mhz时对应的插入损耗为2.29db，2450mhz时对应的插入损耗为32.51db，4000mhz时对应的插入损耗为38.61db，体积为：3.20×1.60×0.94mm³。这样由前述的芯片hfcn-740进行高通滤波，而由芯片lfcn1800进行低通滤波，从而将该中频电路对中频信号的频率范围限制在一个所需的频率范围内。

优选的，该中频电路的输入的中频信号的频率范围是950mhz-1700mhz，输入功率是-25dbm，经过两次滤波和两次放大后，输出的功率为6dbm，并且两次滤波分别是低通滤波和高通滤波，使得在该中频信号的频率范围内滤除了杂波。并且通过这种在两个滤波器之间设置两个放大器的方式，有利于先将低频段的杂波成分滤除，然后通过一级放大，或者两级级联放大，这种放大的增益是由设计指标来确定的，例如根据输入中频信号的输入功率大小来选择增益值，如果一级放大的增益不够，则需要两级增益放大，两级放大器级联时需要前后要阻抗匹配，以获得更好的传输效果，而后一级再通过设置高通滤波器则把高频杂波滤除。以上中频电路中所选择的芯片元器件具有单片即可实现滤波或放大功能，体积小、引脚少、外围电路简单、功耗低且均为直流5v供电，并且能够为输入的中频信号提供良好的滤波特性和放大特性，通道电路的噪声系数低，适应小型化odu所需。

如图8所示，所述射频电路包括混频器41，所述混频器41包括输入中频信号的中频输入端411、输入本振信号的本振输入端412，以及混频后输出射频信号的射频输出端413，所述射频输出端413电连接用于抑制所述射频信号中的交调杂波的射频滤波器42，所述射频滤波器42的后一级电连接用于对所述射频信号进行放大的射频放大器43，在所述射频放大器43的后一级还电连接用于对所述射频信号进行带外抑制的腔体滤波器44。

进一步优选的，如图9所示，所述射频滤波器42包括第一级射频滤波器421和第二级射频滤波器422。优选的，所述射频放大器43包括第一级射频增益放大器431、第二级射频增益放大器432和射频功率放大器433。

所述混频器41的所述射频输出端电连接所述第一级射频滤波器421后，依次连接所述第一级射频增益放大器431、所述第二级射频滤波器422、所述第二级射频增益放大器432和所述射频功率放大器433。

这里设置有三级射频滤波，其中第一级射频滤波器421设置在混频器41之后，其作用是第一射频滤波器421是对混频后得到的射频信号进行带通滤波，抑制混频后的交调产物，第二射频滤波器422设置在第一射频增益放大器431之后，主要是对增益放大可能产生的非线性失真而造成的杂波成分进行抑制滤波，克服增益放大带来的频率成分的改变，抑制增益放大同步带来的带外信号的功率增加。而在射频功率放大器423之后设置腔体滤波器44的目的则是尽可能减少插入损耗的前提下，获得较大的带外抑制。优选的，这里的腔体滤波器的带内插入损耗≤0.5db，而第一射频滤波器421和第二射频滤波器422优选为微带滤波器，通常均有6db的插入损耗。

进一步的，所述混频器41的射频输出端与所述第一级射频滤波器421之间串接有匹配衰减器201，所述第一级射频滤波器421与所述第一级射频增益放大器431之间串接有匹配衰减器202，所述第一级射频增益放大器431与所述第二级射频滤波器422之间串接有匹配衰减器203，以及所述第二级射频滤波器422与所述第二级射频增益放大器432之间串接有匹配衰减器204。

通过设置这些匹配衰减器，一方面能够使得前后的射频器件在级联时能够保证相互之间的阻抗匹配，防止射频信号在通道内传输时由于阻抗不匹配而造成的信号反向回流，另一方面也能够适应当第一级射频增益放大器、第二级射频增益放大器对输入的射频信号功率有上限要求时，通过衰减器可以降低输入的射频信号功率，因为当输入信号功率过大时将会造成增益放大器饱和而产生非线性失真，因此设置两级增益放大器可以在满足通道的整体增益满足设计指标的同时，还可以使得信号的完整性得到保证。举例而言，如果这两个增益放大器的整体增益为40-50db，如果第一级射频增益放大器的增益过高为30db，而第二级射频增益放大器的增益为20db，则有可能会造成从第一级射频增益放大器输出的射频信号功率比较大，当直接输入第二级射频增益放大器时会造成放大饱和，这样第二级射频增益放大器输出的射频信号就会失真。此时就可以在第一级射频增益放大器和第二级射频增益放大器之间通过增加匹配衰减器来降低输入到第二级射频增益放大器的射频信号的功率，而不至于使得第二级射频增益放大器工作在过饱和状态而使输出的射频信号失真。优选的，为了节省空间达到小型化的目的，所述匹配衰减器均为芯片tgl4201。

另外，把射频功率放大器44设置在比较靠后的位置，一方面是由于功率放大得到的射频信号的功率更大，因此电流增大、功耗增大、功率输出也大，放置在后端可以避免这种电流功耗对射频中其它电路造成干扰，增强了射频通道的电磁兼容性。另一方面也有利于直接对外输出高功率的射频信号，避免对前级射频电路的影响，即时发生对外输出不匹配、负载连接不可靠、甚至没有接射频负载，通过设置对该射频功率放大器的保护电路可以增强其工作可靠性，并且不会对前级的增益放大和滤波造成损坏和影响。因此，优选的，射频功率放大器还包括对其加电工作进行保护的电源供电保护电路。

所述第一级射频滤波器和所述第二级射频滤波器为结构相同的射频微带滤波器。

进一步优选的，如图10所示，该射频微带滤波器包括设置在陶瓷基板上的u型的微波金属带，即第一微波金属带231至第七微波金属带237，这些微波金属带以第一微波金属带231为中心，横向依次间隔排列、开口方向交错分布且呈中心对称。其中第一微波金属带231开口向上且位于对称中心，所述第二微波金属带232和第三微波金属带233均开口向下，分别位于所述第一微波金属带231的左侧和右侧，第四微波金属带234开口向上且位于所述第二微波金属带232的左侧，第五微波金属带235开口向上且位于所述第三微波金属带233的右侧，第六微波金属带236开口向下且位于所述第四微波金属带234的左侧，所述第六微波金属带236的左分支上横向延伸为第一端口238，第七微波金属带237开口向下且位于所述第五微波金属带235的右侧，所述第七微波金属带237的右分支上横向延伸为第二端口239。

优选的，对于第一微波金属带231，该金属带的宽度是0.22mm，左侧分支和右侧分支的长度相同，均为1.6mm，下部连接分支的长度为1.23mm，所述第一微波金属带231与所述第二微波金属带232、第三微波金属带233的间隔均为0.25mm。并且，所述第二微波金属带232与所述第四微波金属带234的间隔为0.22mm，所述第三微波金属带233与所述第五微波金属带235的间隔为0.22mm，所述第四微波金属带234与所述第六微波金属带236的间隔为0.1mm，所述第五微波金属带235与所述第七微波金属带237的间隔为0.1mm。

进一步优选的，为了实现该滤波器的滤波特性，第六微波金属带236和第七微波金属带237在结构上还进一步做了优化。所述第六微波金属带236的右侧分支的长度是1.6mm，宽度是0.22mm，左侧分支的长度是1.4mm，宽度是0.23mm，上端连接分支分为两段，其中，位于左侧的第一连接段的长度是0.63mm，宽度是0.23mm，位于右侧的第二连接段的长度是0.62mm，宽度是0.22mm；所述第一端口238的长度是1.05mm，宽度是0.25mm，所述第一端口238的上边到所述上端连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.54mm。

所述第七微波金属带的左侧分支的长度是1.6mm，宽度是0.22mm，右侧分支的长度是1.4mm，宽度是0.23mm，上端连接分支分为两段，其中，位于右侧的第一连接段的长度是0.63mm，宽度是0.23mm，位于左侧的第二连接段的长度是0.62mm，宽度是0.22mm；所述第二端口的长度是1.05mm，宽度是0.25mm，所述第二端口239的上边到所述上端连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.54mm。

以上的这种结构设计是基于小尺寸条件下微带滤波器要达到的技术指标而设计的，所述微带滤波器的带通滤波范围是13.55ghz-14.7ghz，通带插入损耗≤6db，带内波纹≤1db，vswr≤1.3，带外抑制：在10.95ghz-12.8ghz范围内≥50dbc，15.6ghz≥40dbc。

另外，整个射频微带滤波器的长度只有11.87mm，高度小于2mm，这些微波金属带的厚度均为0.19mm，设置于陶瓷基板的厚度为0.254mm。可见该射频微带滤波器具有很小的体积结构，适用于小型化odu发射通道的使用。

进一步的，图11显示了该射频电路的实际电路组成图。其中包括混频器41，第一级射频滤波器421，第一级射频增益放大器431，第二级射频滤波器422，第二级射频增益放大器432和射频功率放大器433，以及腔体滤波器44。还可以看到，图11中的混频器41、第一级射频滤波器421、第一级射频增益放大器431横向分布，然后通过转弯微带线w0将第一级射频增益放大器431与竖向设置的第二级射频增益放大器432电连接，并且在转弯微带线w0与第二级射频增益放大器432之间还设置有匹配衰减器203。这样，第二级射频滤波器422，第二级射频增益放大器432和射频功率放大器433呈竖向分布，而在第二级射频增益放大器432和射频功率放大器433之间通过第一微带线w1电连接，而射频功率放大器433又通过第二微带线w2与腔体滤波器44电连接。

图11显示的射频电路的这种空间布局使得整个射频电路通道呈现为反l型的结构，这种结构布局适应了小型化的设计需求，在有限的空间内最大限度了延长了射频电路的长度。并且，还进一步通过在该射频电路通道的两侧设置金属墙，从而使得从混频器到射频功率放大器，并且包括第二微带线w2在内被设置在一个连续且独立的金属腔体内，使得整个射频电路被该金属腔体所屏蔽，不会被外界的电磁干扰信号侵扰。

优选的，该混频器41包括芯片nc17104c-620，其中该芯片的本振输入端通过金带电连接本振滤波器的输出端。中频输入端通过金丝电连接第一匹配衰减芯片tgl4201的输出端，第一匹配衰减芯片tgl4201的输入端也通过金丝连接中频电路的输出端。芯片nc17104c-620的射频输出端通过金带电连接第二匹配衰减芯片tgl4201的输入端，第二匹配衰减芯片tgl4201的输出端则又通过金带jd3电连接第一级射频滤波器(即射频微带滤波器)的第一端口。

优选的，这里的金丝的直径为25um，金带的宽度为75um，在射频电路中通过金丝和金带进行电连接，能够提高射频信号的传导性，减少传输损耗，尽管会增加成本，但是有利于保证射频通道电路的射频特性。优选的，第一匹配衰减芯片tgl4201两端的金丝都是各有两条，这样既可以保证射频传导特性，也能最大限度的降低成本。优选的，所述中频信号的频率范围是950mhz-1700mhz，所述本振信号的频率是12.8ghz，所述射频信号的频率范围是13.75ghz-14.5ghz。

进一步的，第一级射频增益放大器431包括芯片cha3666，其中该芯片的射频输入端通过金带电连接第三匹配衰减芯片tgl4201的输出端，第三匹配衰减芯片tgl4201的输入端通过金带连接所述第一级射频滤波器的第二端口。芯片cha3666的射频输出端通过金带连接所述转弯微带线w0。芯片cha3666由直流4v电压供电。

第二级射频增益放大器432也包括芯片cha3666，具有和第一级射频增益放大器431相同的电路组成，此处不再赘述。可以看出，采用芯片cha3666为核心作为增益放大器，除了该芯片以外还包括上述贴片电容，这些电容占据较小的体积，因此使得整个增益放大器的体积也较小，适应小型化的需求。另外，通过金丝和金带来连接芯片与这些电容，以及电容之间也通过金丝和金带电连接，能够增强该芯片与这些电容电连接的射频传导性，保证了增益放大的射频特性。

进一步的，所述射频功率放大器433包括芯片tga2533，其中该芯片的射频信号输入端通过金带与图11中的所述第一微带线w1的电连接，射频信号输出端通过金带与图11中所述第二微带线w2的9电连接，并且还分别接入直流6v电压和直流-0.55v电压。

采用芯片tga2533为核心作为射频功率放大器，除了该芯片以外还包括上述贴片电容，这些电容占据较小的体积，因此使得整个射频功率放大器的体积也较小，适应小型化的需求。另外，通过金丝和金带来连接芯片tga2533与这些电容，以及电容之间也通过金丝和金带电连接，能够增强该芯片与这些电容电连接的射频传导性，保证了功率放大的射频特性。

结合上述电路组成说明，这里选用芯片ch3666作为增益放大器，是因为经过混频器、匹配衰减器、第一级射频微带滤波器之后，得到的射频信号的功率在-20dbm左右，而最后到达腔体滤波器射频信号功率要在25dbm附近，这里就需要有45db的射频通道功率放大。芯片ch3666的增益值为20db，输出功率的1db压缩点(p1db)最小为15dbm，因此经过ch3666作为第一级增益放大后，对于-20dbm的射频输入信号，输出为0dbm，远小于1db压缩点对应的15dbm，而对于经过第一级增益放大后，又经过了第二级射频滤波器以及相应的匹配衰减器，那么该射频信号的功率到达第二级射频增益放大器芯片ch3666时，其功率为-10dbm左右，其中第二级射频滤波器为微带滤波器，有6db的通道衰减，再加上两个匹配衰减器各有3db的通道衰减，因此在-10dbm或-9dbm，这样再经过第二级射频增益放大器芯片ch3666后，输出的射频信号功率为10dbm，仍然小于1db压缩点对应的15dbm，这样仍然保证了射频信号的完整性和良好性。但是如果这个时候再用一级增益放大，即使用芯片ch3666来实现第三级增益放大，由于其输入功率为10dbm，当有20db的增益时，输出为30dbm，显然这已经超出了1db压缩点对应的15dbm，明显造成信号失真。因此这里选用射频功率放大器芯片tga2533，该芯片的输出功率的1db压缩点对应为34dbm，对应的输出功率不应大于该值，而该芯片的放大增益有24-28db的范围，因此当由第二级射频增益放大器芯片ch3666输出10dbm功率的射频信号后，可以直接输入到射频功率放大器芯片tga2533进行功率放大，输出的射频信号功率为34-38dbm，其中34dbm正好是该芯片的输出功率的1db压缩点，因此正好满足输出的射频信号功率最大，同时也能够保持良好的信号完整性。

另外，这里两级射频滤波器为结构相同的微带滤波器，第一射频滤波器是对混频后得到的射频信号进行带通滤波，抑制混频后的交调产物，第二射频滤波器设置在第一射频增益放大器之后，主要是对增益放大可能产生的非线性失真而造成的杂波成分进行抑制滤波，克服增益放大带来的频率成分的改变，抑制增益放大同步带来的带外信号的功率增加。而在射频功率放大器之后设置腔体滤波器的目的则是尽可能减少插入损耗的前提下，获得较大的带外抑制。

优选的，这里的腔体滤波器的带内插入损耗≤0.5db，明显小于微带滤波器的6db的插入损耗，带外抑制是：在10.95ghz-12.75ghz范围内带外抑制比是50db，在14.7ghz的带外抑制比是30db。进一步优选的，所述腔体滤波器的尺寸为50mm×13.5mm×8.73mm，带通为13.75ghz-14.5ghz，带内插损≤0.5db，带内波动≤±0.2db。

这里选用芯片ch3666作为增益放大器，是因为经过混频器、匹配衰减器、第一级射频微带滤波器之后，得到的射频信号的功率在-20dbm左右，而最后到达腔体滤波器射频信号功率要在25dbm附近，这里就需要有45db的射频通道功率放大。芯片ch3666的增益值为20db，输出功率的1db压缩点(p1db)最小为15dbm，因此经过ch3666作为第一级增益放大后，对于-20dbm的射频输入信号，输出为0dbm，远小于1db压缩点对应的15dbm，而对于经过第一级增益放大后，又经过了第二级射频滤波器以及相应的匹配衰减器，那么该射频信号的功率到达第二级增益放大器芯片ch3666时，其功率为-10dbm左右，其中第二级射频滤波器为微带滤波器，有6db的通道衰减，再加上两个匹配衰减器各有3db的通道衰减，因此在-10dbm或-9dbm，这样再经过第二级增益放大器芯片ch3666后，输出的射频信号功率为10dbm，仍然小于1db压缩点对应的15dbm，这样仍然保证了射频信号的完整性和良好性。但是如果这个时候再用以及增益放大，即使用芯片ch3666，由于其输入功率为10dbm，当有20db的增益时，输出为30dbm，显然这已经超出了1db压缩点对应的15dbm，明显造成信号失真。因此这里选用功率放大器芯片tga2533，该芯片的输出功率的1db压缩点对应为34dbm，对应的输出功率不应大于该值，而该芯片的放大增益有24-28db的范围，因此当由第二级增益放大器芯片ch3666输出10dbm功率的射频信号后，可以直接输入到功率放大器芯片tga2533进行功率放大，输出的射频信号功率为34-38dbm，其中34dbm正好是该芯片的输出功率的1db压缩点，因此正好满足输出的射频信号功率最大，同时也能够保持良好的信号完整性。

进一步的，如图12所示，该电源电路，包括5v电压输入端511和6v电压输入端512，所述5v电压输入端511经过第一电源滤波网络51后得到稳压5v，并分成多个独立供电支路分别向所述发射通道的多个芯片供电，所述6v电压输入端512经过第二电源滤波网络52后得到稳压6v，向所述发射通道中的射频功率放大器55供电。通过该电源电路能够为发射通道中的多个芯片提供独立的供电支路，使得这些具有射频特性的芯片之间不会产生供电的相互干扰，增强了电磁兼容性。

进一步优选的，这里选用的所述射频功率放大器为tga2533，该芯片的需要两种极性的电源供电，分别是6v和-0.55v。因此，所述稳压5v经变压电路产生-0.55v电压向所述射频功率放大器提供负电压供电，所述稳压6v经保护电路提供6v电压向所述射频功率放大器提供正电压供电。

如图13所示，显示了变压电路组成，该电路包括芯片ltc1983es6-5和芯片ad8615aujz，所述稳压5v电压通过串联的电感l15和l14电连接所述芯片ltc1983es6-5的电源端。该电源端还电连接旁路电容c82而接地，该芯片的电压输出端则通过分压网络连接芯片ad8615aujz。具体而言，芯片ltc1983es6-5的电压输出端串接电阻r35后接入芯片ad8615aujz的第3引脚，并且该引脚还电连接另一电阻r36，电阻r36的另一端接地，而芯片ltc1983es6-5的电压输出端还直接与芯片ad8615aujz的第2引脚电连接。芯片ad8615aujz的第1引脚和第4引脚电连接，并且第4引脚作为电压输出引脚还连接有旁路电容c86和c85，c85＝0.1uf，c86＝1nf。该第4引脚输出电压即为向射频功率放大器输出的所述负极性电压。由芯片ad8615aujz输出负极性电压，所述负极性电压为-0.55v。

进一步的，如图14所示，显示了6v电压输出保护电路组成，包括三极管mmbt3904和pmos管irf7210pbf，所述稳压5v串接一电阻r34后电连接所述三极管mmbt3904的基极，所述三极管mmbt3904的发射极接地，集电极串接第一分压电阻r31和第二分压电阻r30，所述第一分压电阻r31和第二分压电阻r30之间电连接所述pmos管irf7210pbf的栅极，所述第二分压电阻r30的另一端电连接所述pmos管irf7210pbf的源极，并且所述稳压6v也电连接所述pmos管irf7210pbf的源极，所述pmos管irf7210pbf的漏极电连接所述射频功率放大器的电源正极接线端。

优选的，所述第一分压电阻和第二分压电阻的阻值均为50kω。这里当稳压5v正常时，三极管mmbt3904导通，稳压6v通过第一分压电阻r30和第二分压电阻r31，使得pmos管irf7210pbf的栅极g和源极s间产生压差，从而导通稳压6v电至漏级d，进而向射频功率放大器输出6v电压，若稳压5v电未加上，则三极管mmbt3904不导通，分压电阻31将不起作用，栅极g和源极s间无压差，pmos管irf7210pbf不导通，漏级d不会输出稳压6v电压。

由此可以进一步看出，针对射频功率放大器芯片tga2533的双极性电源供电，其负电压-0.55v由稳压5v经芯片ltc1983es6-5和芯片ad8615aujz进行转压后分压得到，这个负压在没有稳压5v施加的情况下不会产生，同时由于6v电压输出保护电路的作用，给芯片tga2533供电的稳压6v也不会作用到该芯片上，由此确保了对射频功率放大器芯片tga2533双极性供电的同步保护特性。

基于以上实施例，本发明公开了一种小型化odu发射通道电路，包括电源电路、本振电路、中频电路和射频电路，本振电路对输入的外部参考源信号进行频率合成而产生本振信号，并对本振信号进行滤波和放大，中频电路对输入的中频信号进行滤波和放大后输出，然后在射频电路中与本振信号进行混频而得到射频信号输出，射频信号还在射频电路中进行增益放大和功率放大，以及经过射频滤波后输出，电源电路对输入的外部电源进行稳压和变压，然后为本振电路、中频电路和射频电路分别提供直流稳压供电。该发射通道电路工作稳定可靠，在节省功耗、减少体积、降低成本方面也具有优势。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均包括在本发明的专利保护范围内。