一种小型化ODU接收通道电路的制作方法

本发明属于通信技术领域，特别是涉及一种用于卫星通信的小型化odu接收通道电路。

背景技术：

在卫星通信设备中，odu(out-doorunit)是指室外单元，主要包括频率变换和功率放大，具体又可以分为发射通道和接收通道，发射通道通常是指buc(blockup-converter)，即上变频功率放大器，接收通道主要是指lnb(lownoiseblockdown-converter)，即低噪声放大、变频器。

现有技术中，随着卫星通信设备小型化发展趋势，希望其中的接收通道电路采用元器件少、组成电路具有占用空间小、功耗低、稳定性高等优势。

技术实现要素：

本发明主要解决的技术问题是提供一种用于卫星通信的小型化odu接收通道电路。，解决现有技术中接收通道电路在小型化应用中体积受限、功耗过多以及射频特性降低、稳定性不够的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是提供一种小型化odu接收通道电路，包括射频电路、本振电路和中频电路，所述射频电路中包括混频器，所述本振电路的本振信号输出端连接所述混频器的本振输入端，向所述混频器输入本振信号，所述射频电路对接收的射频信号进行放大和滤波后输入到所述混频器的射频输入端，所述混频器完成所述射频信号与所述本振信号的混频而得到中频信号，所述混频器的中频输出端则与所述中频电路的输入端电连接，所述中频信号由此进入所述中频电路。

在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，所述射频电路包括射频信号输入端，所述射频信号输入端连接用于滤除所述射频信号之外的杂波的发阻滤波器，然后由所述发阻滤波器的输出端电连接低噪声放大器，所述低噪声放大器的输出端电连接用于抑制镜像频率的镜像抑制滤波器，在所述镜像抑制滤波器的后一级电连接所述混频器。

在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，在所述镜像抑制滤波器与所述混频器之间还串接有射频放大器。

在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，所述射频电路包括横向支路和竖向支路，所述横向支路包括依次串接的所述发阻滤波器、低噪声放大器和镜像抑制滤波器，所述竖向支路包括所述射频放大器和混频器，所述横向支路中的所述镜像抑制滤波器与所述竖向支路中的所述射频放大器之间通过转弯微带线电连接。在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，所述本振电路包括依次串接的频率合成器、本振放大器、本振倍频器和本振滤波器，所述频率合成器与单片机电连接，所述单片机控制所述频率合成器的产生的信号频率，所述本振放大器对所述信号进行功率放大，再由所述本振倍频器对所述信号的频率进行倍频，所述本振滤波器则对倍频产生的所述本振信号进行滤波输出。

在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，所述频率合成器包括依次串接的鉴相器、环路滤波器和压控振荡器，所述鉴相器的第一参考源输入端用于与外部参考源电连接，所述外部参考源通过所述第一参考源输入端向所述鉴相器输入参考频率信号，所述鉴相器的数控接口对应电连接所述单片机，所述单片机通过所述数控接口向所述鉴相器输入频率控制参数，所述鉴相器的鉴相输出端电连接所述环路滤波器的输入端，所述环路滤波器的输出端电连接所述压控振荡器的电压控制端，所述压控振荡器的振荡信号输出端输出合成信号，并且所述振荡信号输出端还与所述鉴相器的第二参考源输入端电连接，使得所述合成信号通过所述第二参考源输入端进入所述鉴相器。

在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，所述本振滤波器为微带滤波器。

在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，所述中频电路的输入端连接用于滤除所述中频信号之外的杂波的中频滤波器，然后由所述中频滤波器的输出端电连接中频放大器，所述中频放大器对所述中频信号进行功率放大后输出。

在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，所述中频滤波器包括第一级中频滤波器、第二级中频滤波器、第三级中频滤波器；所述中频放大器还包括第一级中频放大器、第二级中频放大器；并且所述中频电路按照第一级中频滤波器、第一级中频放大器、第二级中频滤波器、第二级中频放大器、第三级中频滤波器的先后顺序级联而成。

在本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中，在所述第三级中频滤波器的输出端还电连接有增益均衡器，在所述增益均衡器的输出端进一步级联有温补衰减器。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种小型化odu接收通道电路，包括射频电路、本振电路和中频电路，射频电路中包括混频器，本振电路的本振信号输出端连接所述混频器的本振输入端，向所述混频器输入本振信号，射频电路对接收的射频信号进行放大和滤波后输入到混频器的射频输入端，混频器完成射频信号与本振信号的混频而得到中频信号，混频器的中频输出端则与中频电路的输入端电连接，中频信号由此进入中频电路。该接收通道电路体积小、工作稳定可靠，在节省功耗、和降低成本方面也具有优势。

附图说明

图1是本发明小型化odu接收通道电路一实施例组成框图；

图2是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的射频电路组成框图；

图3是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的射频电路组成示意图；

图4是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的射频电路中低噪声放大器电路图；

图5是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的射频电路中镜像抑制滤波器组成图；

图6是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的射频电路中混频器组成图；

图7是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的本振电路组成框图；

图8是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的频率合成器组成框图；

图9是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的本振滤波器组成图；

图10是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的中频电路组成框图；

图11是本发明小型化odu接收通道电路另一实施例中的中频电路图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。

下面结合附图，对本发明的各实施例进行详细说明。图1是本发明小型化odu接收通道电路一实施例组成示意图。由图1可以看出，该接收通道电路包括射频电路1、本振电路2和中频电路3，所述射频电路1中包括混频器，所述本振电路2的本振信号输出端连接所述混频器的本振输入端，向所述混频器输入本振信号，所述射频电路1对接收的射频信号进行放大和滤波后输入到所述混频器的射频输入端，所述混频器完成所述射频信号与所述本振信号的混频而得到中频信号，所述混频器的中频输出端则与所述中频电路3的输入端电连接，所述中频信号由此进入所述中频电路3。

可以看出，图1所示实施例采用的混频器为一次变频方案，这样有利于减少变频次数，减少了元器件的使用，有利于小型化。另外，在混频器之前还对射频信号进行了滤波，这样也有利于避免杂波成分进入混频器，从而减少混频后的杂波成分。

进一步优选的，如图2所示，该电路包括射频信号输入端211，所述射频信号输入端211首先连接用于滤除所述射频信号之外的杂波的发阻滤波器21，然后由所述发阻滤波器21的输出端电连接低噪声放大器22，所述低噪声放大器22的输出端电连接用于抑制镜像频率的镜像抑制滤波器23，在所述镜像抑制滤波器23的后一级电连接混频器24，所述混频器包括混频信号输入端241接入接收本振信号，完成所述射频信号与所述接收本振信号的混频。

优选的，为了实现该接收射频通道的小型化，其中的低噪声放大器、混频器等元器件主要采用独立的集成元器件，以及镜像抑制滤波器选用陶瓷微带滤波器形式。

进一步优选的，图2所示实施例还显示出在所述镜像抑制滤波器23与所述混频器24之间还串接有射频放大器25。该射频放大器25优选为低噪声功率放大器，主要作用是为了减少镜像抑制滤波器、混频器、匹配衰减器的噪声积累，同时也是为了提高该电路的整体增益。

优选的，所述发阻滤波器为腔体滤波器，所述腔体滤波器的尺寸为50mm×14mm×9.25mm。进一步的，为了获得尽可能小的插入损耗和较大的带外抑制，尽可能减小发阻滤波器的插入损耗对整机噪声系数的累加，同时也可以阻塞发射通道上可能辐射而来的强干扰信号。

优选的，所述射频信号输入端输入的射频信号频率范围是10.7ghz-12.75ghz，所述腔体滤波器的带通频率范围也是10.7ghz-12.75ghz，带内损耗≤0.5db，带内波动≤±0.2db，带外抑制是：在13.75ghz-14.5ghz范围内，抑制度为50db，在9.85ghz-10.35ghz范围内，抑制度为50db。

优选的，为了实现射频电路的小型化布局设计，如图3所示，该射频电路中的腔体滤波器21的输出端口212通过第一微带线wd1与低噪声放大器22电连接，低噪声放大器22的输出端又与镜像抑制滤波器23电连接，该镜像抑制滤波器23优选为微带滤波器。然后，镜像抑制滤波器23又通过第二微带线wd2与射频放大器25电连接，这里第二微带线wd2为转弯微带线。进一步的，射频放大器25的输出端通过第三微带线wd3与混频器24的射频端电连接，由此向混频器输入射频信号，另外混频器24还接收来自本振电路的本振信号，射频信号与本振信号在混频器24混频以后得到中频信号，在通过第四微带线wd4输入到中频电路中。

可以看出，这里通过采用转弯微带线wd2将射频电路分为横向支路和竖向支路，其中横向支路包括低噪声放大器22和镜像抑制滤波器23，竖向支路包括射频放大器25和混频器24。所述横向支路中的所述镜像抑制滤波器23与所述竖向支路中的所述射频放大器25之间通过转弯微带线电连接。通过这种结构设计可以使得射频电路能够适应有限的空间设计，或者说能够在有限的空间内能够尽可能实现了优化的布局设计。

这里，噪声系数是接收射频通道非常重要的指标之一，直接影响信号的传输效率，而低噪声放大器对整机的噪声系数的改善起到至关重要的作用。由噪声系数级联公式nf＝nf1+(nf2-1)/g1+(nf3-1)/g1*g2+…，因此第一级低噪放的选择尤为重要，同时也要兼顾小型化的目的。优选的，如图4所示，所述低噪声放大器包括串联的两级放大组件，所述放大组件为nc1001c-812s低噪声放大芯片。该nc1001c-812s低噪声放大芯片为mmic(单片微波集成电路)形式，工作频段为6ghz-13ghz，噪声系数nf<1db，输入输出驻波<1.50:1，带内增益21db，带内平坦度<1db，功耗为200mw(40ma@5v)。

如图4所示，该电路中两个nc1001c-812s低噪声放大芯片213、214之间还串接有3db的匹配衰减器215，以及在后一级的nc1001c-812s低噪声放大芯片214的输出端与镜像抑制滤波器的输入端口之间也串接有3db的匹配衰减器216。nc1001c-812s低噪声放大芯片213、214的电源端分别接两个独立的5v直流供电端217、218。通过向nc1001c-812s低噪声放大芯片213、214提供独立的5v直流供电，可以避免二者之间出现供电干扰而影响射频功率放大特性。5v直流供电端217连接1000pf的电容219，5v直流供电端218也连接1000pf的电容2110，并且电容219又进一步与电容2110连接，电容2110再连接接地。优选的，上述nc1001c-812s低噪声放大芯片213与第一微带线wd1之间、nc1001c-812s低噪声放大芯片213与匹配衰减器215之间、匹配衰减器215与nc1001c-812s低噪声放大芯片214之间、nc1001c-812s低噪声放大芯片214与匹配衰减器216之间、nc1001c-812s低噪声放大芯片213与5v直流供电端217之间、nc1001c-812s低噪声放大芯片214与5v直流供电端218之间、5v直流供电端217与电容219之间、5v直流供电端218与电容2110之间、电容219与电容2110以及电容2110与地之间均是通过至少两根金丝进行的电连接。优选的，这里的金丝的直径为25um，在射频电路中通过金丝进行电连接，能够提高射频信号的传导性，减少传输损耗，尽管会增加成本，但是有利于保证射频电路的射频特性。

这里，镜像抑制滤波器是超外差式卫星通信接收机最重要的部分之一，这是因为射频信号与接收本振信号在混频器中经过混频后产生中频信号的同时会产生一个与中频信号大小相等幅度相等的干扰中频信号，若不滤除，会对整机的噪声系数累加20log(1+g1/g2)db的噪声累加，这里g1为该干扰中频信号的功率，g2为中频信号的功率，所以在混频以前加镜像抑制滤波器必不可少。

为了节省空间体积，同时考虑插入损耗不能太大并且具有较好的带外抑制特性，优选的，所述镜像抑制滤波器选用微带带通滤波器。

如图5所示，该微带滤波器包括设置在陶瓷基板上的7个u型的微波金属带，所述微波金属带依次间隔排列且呈中心对称分布，其中第一微波金属带231开口向下且位于对称中心，所述第二微波金属带232和第三微波金属带233均开口向上，分别位于所述第一微波金属带231的左侧和右侧，第四微波金属带234开口向下且位于所述第二微波金属带232的左侧，第五微波金属带235开口向下且位于所述第三微波金属带233的右侧，第六微波金属带236开口向上且位于所述第四微波金属带234的左侧，所述第六微波金属带236的左分支上横向延伸为第一端口238，第七微波金属带237开口向上且位于所述第五微波金属带235的右侧，所述第七微波金属带237的右分支上横向延伸为第二端口239。

优选的，所述第一微波金属带231的宽度是0.1mm，左侧分支和右侧分支的长度和相同，均为2.1mm，上部连接分支长度为1.13mm，并且所述上部连接分支的左右端部的两个拐角被等腰切除，得到的左切边和右切边的长度是0.14mm，所述第一微波金属带231分别与所述第二微波金属带232、第三微波金属带233的间隔均为0.16mm。

进一步优选的，所述第二微波金属带232和第三微波金属带233具有相同的结构，其中所述第二微波金属带232的左侧分支和所述第三微波金属带233的左侧分支长度相同，均为2.1mm，所述第二微波金属带232的右侧分支和所述第三微波金属带233的右侧分支长度相同，均为2.1mm，所述第二微波金属带232下部连接分支与第三微波金属带233下部连接分支33长度相同，均为1.13mm，并且所述下部连接分支23与下部连接分支33的左右端部的两个拐角被等腰切除，得到的切边的长度相同，均为0.14mm。

所述第二微波金属带232的右侧分支与所述第一微波金属带231的左侧分支等高平齐，即第二微波金属带232的右侧分支的上边缘与所述第一微波金属带231的左侧分支上端所对应的连接分支的下边缘平齐，同时所述第一微波金属带231的左侧分支的下边缘与所述第二微波金属带232的右侧分支下端所对应的连接分支的上边缘平齐。同样，所述第三微波金属带233的左侧分支与所述第一微波金属带231的右侧分支等高平齐。

另外，第二微波金属带232与所述第四微波金属带234的间隔为0.14mm，所述第三微波金属带233与所述第五微波金属带235的间隔为0.14mm。

进一步优选的，所述第四微波金属带234和第五微波金属带235具有相同的结构，并且与第一微波金属带231的结构相同。其中，所述第四微波金属带234左侧分支和第五微波金属带235左侧分支的长度相同，均为2.1mm，所述第四微波金属带234右侧分支和第五微波金属带235右侧分支的长度相同，均为2.1mm，所述第四微波金属带234上部连接分支和第五微波金属带235上部连接分支长度相同，均为1.13mm，并且这两个上部连接分支的左右端部的两个拐角被等腰切除，得到的两个切边的长度相同，均为0.14mm。所述第四微波金属带234的右侧分支与所述第二微波金属带232的左侧分支等高平齐，所述第五微波金属带235的左侧分支与所述第三微波金属带233的右侧分支等高平齐。

所述第四微波金属带234与所述第六微波金属带236的间隔为0.1mm，所述第五微波金属带235与所述第七微波金属带237的间隔为0.1mm。

进一步优选的，所述第六微波金属带236的右侧分支的长度是2.1mm，宽度是0.1mm，左侧分支的长度是1.3mm，宽度是0.24mm，底部连接分支分为两段，其中，位于左侧的第一连接段的长度是0.94mm，宽度是0.24mm，并且所述第一连接段的左侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.34mm，位于右侧的第二连接段的长度是0.53mm，宽度是0.1mm，并且所述第二连接段的右侧拐角被等腰切除，得到的切边6321的长度是0.14mm。所述第一端口238的长度是1.55mm，宽度是0.25mm，所述第一端口238的下边到所述底部连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.1mm。

第七微波金属带237与前述的第六微波金属带236具有相同的结构，在该微带天线中呈左右对称分布。其中，所述第七微波金属带237的左侧分支的长度是2.1mm，宽度是0.1mm，右侧分支的长度是1.3mm，宽度是0.24mm，底部连接分支分为两段，其中，位于右侧的第一连接段的长度是0.94mm，宽度是0.24mm，并且所述第一连接段的右侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.34mm，位于左侧的第二连接段的长度是0.53mm，宽度是0.1mm，并且所述第二连接段的左侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.14mm。所述第二端口239的长度是1.55mm，宽度是0.25mm，所述第二端口239的下边到第七微波金属带237的所述底部连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.1mm。第一端口238与第二端口239之间的距离为12.49mm，即该滤波器的长度为12.49mm。

进一步优选的，该镜像抑制滤波器的频率范围是10.7ghz-12.95ghz，通带插入损耗≤3db，带外抑制：在7.25ghz-9.8ghz，抑制比≥60db，在10ghz，抑制比≥40db，在13.75ghz-14.5ghz，抑制比≥40db，vswr≤1.3。

优选的，所述射频放大器包括射频放大芯片nc1001c-812s。芯片nc1001c-812s的频率范围是6ghz-13ghz，噪声系数<1.3db，输出功率1db压缩点是8dbm，带内增益20db，输入驻波<1.6:1，输出驻波<1.4:1，体积：1.85mm×1.05mm×0.10mm，功耗为200mw(40ma@5v)。

由前述已知，射频信号的频率范围是10.7ghz-12.75ghz，接收本振信号的频率范围是9.75ghz/10.6ghz，经过混频后的中频信号工作频段覆盖0.95ghz-2.15ghz。同时，尽可能选择射频和中频隔离较高的混频器，以减少射频信号进入后一级的中频通道，减少中频通道滤波的压力。

进一步优选的，所述混频器为单芯片的双平衡无源混频器芯片nc17111c-725m。如图6所示，该芯片241的射频信号输入端通过金丝连接3db匹配衰减器242，匹配衰减器242通过金丝连接微带线wd3，芯片241的本振信号输入端通过金丝与本振信号微带滤波器的输出端口243电连接，芯片241的中频信号输出端通过金丝与微带线wd4电连接，微带线wd4又进一步接入到中频电路中。

进一步的，如图7所示，本振电路包括依次串接的频率合成器p1、本振放大器p2、本振倍频器p3和本振滤波器p4，所述频率合成器还与单片机p0电连接，所述单片机p0控制所述频率合成器的产生的信号频率，所述本振放大器p2对所述信号进行功率放大，再由所述本振倍频器p3对所述信号的频率进行倍频，所述本振滤波器p4则对倍频后的本振信号进行滤波输出。

该本振电路通过单片机可以对频率合成器合成的信号的频率进行设置或更改，使得该本振电路产生的频率值可更改，适应多种应用需求。另外，该本振电路中采用集成电路元器件，减少了外围电路中的分离元器件，能够有更小的体积。

进一步的，如图8所示，该频率合成器10包括依次串接的鉴相器101、环路滤波器102和压控振荡器103，所述鉴相器101的第一参考源输入端1011用于与外部参考源11(如10mhz温补晶振)电连接，所述外部参考源11通过所述第一参考源输入端1011向所述鉴相器101输入参考频率信号(如10mhz信号)，所述鉴相器101的数控接口1013对应电连接单片机12，所述单片机12通过所述数控接口1013向所述鉴相器101输入频率控制参数，所述鉴相器101的鉴相输出端电连接所述环路滤波器102的输入端，所述环路滤波器102的输出端电连接所述压控振荡器103的电压控制端1031，所述压控振荡器103的振荡信号输出端1032输出合成信号，并且所述振荡信号输出端1032还与所述鉴相器101的第二参考源输入端1012电连接，使得所述合成信号通过所述第二参考源输入端1012进入所述鉴相器101。

对于图8所示实施例，其中单片机12通过数控接口1013可以向鉴相器101写入频率控制参数，该频率控制参数主要包括对来自外部参考源11的参考频率信号进行分频的第一分频参数值，由此以该第一分频参数值对参考频率信号进行分频得到第一分频信号；以及对来自压控振荡器103产生的合成信号进行分频的第二分频参数值，由此以该第二分频参数值对合成信号进行分频得到第二分频信号；通过合理设置第一分频参数值和第二分频参数值，能够使得鉴相器101对参考频率信号和合成信号分别分频后得到的第一分频信号和第二分频信号进行相位比较，从而得到这两个分频信号的相位差，该相位差从鉴相器101的鉴相输出端输出，经过环路滤波器102滤波以后得到一个电压值，该电压值再作用到压控振荡器103的电压控制端1031，从而改变压控振荡器103输出的合成信号的频率，而该合成信号又通过第二参考源输入端1012反馈给鉴相器101，如此循环往复，就可以使得合成信号的频率是我们所需的频率，并且保持稳定输出。

这种结构的本振电路具有数控功能，能够通过单片机来合理设置频率控制参数来调整压控振荡器103产生的合成信号的频率，因此具有频率可调整的优点。在实际应用中，可以根据需要在不同的产品中只需要单片机设置的参数不同即可使得该产品产生的合成信号频率不同，而一旦该产品的频率特性确定下来以后就无需再对单片机输出的参数做任何修改或调整，保证了该产品输出频率的稳定性。因此，本实施例所采用的方案在产生合成信号时，具有良好的可控性，同时也具有良好的稳定性。

图8中的鉴相器101可以通过单体芯片来实现，优选的，所述鉴相器包括芯片adf4106。压控振荡器包括芯片smv5000e4。环路滤波器可以是由运算放大器组成的有源环路滤波器，或者是由rc电路组成的无源环路滤波器。所述单片机对应是芯片attiny9。

进一步的，所述本振倍频器包括芯片hmc369lp3e。该芯片输入频率4.5ghz-8ghz，输出频率9-16ghz，输出功率可达16dbm。基波、三次谐波隔离度18db，5v电压工作，静态工作电流75ma。该芯片也是单芯片即可实现倍频。

进一步的，如图9所示，所述本振滤波器为微带滤波器。该微带滤波器的结构包括设置在陶瓷基板上的5个u型的微波金属带，所述微波金属带依次间隔排列且呈中心对称分布，其中第一微波金属带p41开口向上且位于对称中心，所述第二微波金属带p42和第三微波金属带p43均开口向下，分别位于所述第一微波金属带p41的左侧和右侧，第四微波金属带p44开口向上且位于所述第二微波金属带p42的左侧，所述第四微波金属带p44的左分支上横向延伸为第一端口p46，第五微波金属带p45开口向上且位于所述第三微波金属带p43的右侧，所述第五微波金属带p45的右分支上横向延伸为第二端口p47。

优选的，所述第一微波金属带p41的宽度是0.13mm，左侧分支和右侧分支的长度和相同，均为2.5mm，下部连接分支长度为1.21mm，并且所述下部连接分支的左右端部的两个拐角被等腰切除，得到的左切边和右切边的长度是0.18mm，所述第一微波金属带p41与所述第二微波金属带p42、第三微波金属带p43的间隔均为0.14mm。

进一步优选的，所述第二微波金属带p42和第三微波金属带p43具有相同的结构，其中所述第二微波金属带p42的左侧分支和所述第三微波金属带p43的左侧分支长度相同，均为2.5mm，所述第二微波金属带p42的右侧分支和所述第三微波金属带p43的右侧分支长度相同，均为2.5mm，所述第二微波金属带p42上部连接分支与第三微波金属带p43上部连接分支长度相同均为1.21mm，并且所述上部连接分支与上部连接分支的左右端部的两个拐角被等腰切除，得到的切边的长度相同，均为0.18mm。

所述第二微波金属带p42的右侧分支与所述第一微波金属带p41的左侧分支等高平齐，即第二微波金属带p42的右侧分支的下边缘与所述第一微波金属带p41的左侧分支下端所对应的连接分支的上边缘平齐，同时所述第一微波金属带p41的左侧分支的上边缘与所述第二微波金属带p42的右侧分支上端所对应的连接分支的下边缘平齐。同样，所述第三微波金属带p43的左侧分支与所述第一微波金属带p41的右侧分支等高平齐。

所述第二微波金属带p42与所述第四微波金属带p44的间隔为0.1mm，并且所述第三微波金属带p43与所述第五微波金属带p45的间隔与相同且为0.1mm。

优选的，所述第四微波金属带p44的右侧分支的长度是2.5mm，宽度是0.13mm，左侧分支的长度是1.65mm，宽度是0.24mm，底部连接分支分为两段，其中，位于左侧的第一连接段的长度是1.05mm，宽度是0.24mm，并且所述第一连接段的左侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.34mm，位于右侧的第二连接段的长度是0.56mm，宽度是0.13mm，并且所述第二连接段的右侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.18mm.

进一步优选的，所述第一端口p46的长度是0.76mm，宽度是0.25mm，所述第一端口p46的下边到所述底部连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.1mm。

优选的，所述第四微波金属带p44与第五微波金属带p45具有相同的结构，二者关于该微带天线中心呈左右对称分布，所述第五微波金属带p45的左侧分支长度是2.5mm，宽度是0.13mm，右侧分支的长度是1.65mm，宽度是0.24mm，底部连接分支分为两段，其中，位于右侧的第一连接段的长度是1.05mm，宽度是0.24mm，并且所述第一连接段的右侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.34mm，位于左侧的第二连接段的长度是0.56mm，宽度是0.13mm，并且所述第二连接段的左侧拐角被等腰切除，得到的切边的长度是0.18mm。

进一步优选的，所述第一端口p46与第二端口p47具有相同的结构，二者关于微带中心呈左右对称分布，所述第二端口p47的长度是0.76mm，宽度是0.25mm，所述第二端口p47的下边到所述底部连接分支的所述第一连接段的上边的距离是0.1mm，这里距离为0.1mm，在不同实施例中，该距离可为多种数值，如0.2mm，0.3mm，并不仅限于本实施例。所述第一端口p46与第二端口p47之间的距离，也即是该本振微带滤波器的长度是8.85mm。

进一步优选的，所述第一微波金属带p41至第五微波金属带p45的厚度均为0.13mm，所述陶瓷基板的厚度是0.254mm。

进一步优选的，所述本振微带滤波器的带通滤波范围是9.75ghz-10.6ghz，通带插入损耗≤3db，vswr≤1.3，带外抑制是：在5ghz-6.56ghz范围内，抑制比≥55dbc，在15ghz-16.95ghz范围内，抑制比≥55dbc。

进一步的，如图10所示，中频电路中包括中频信号输入端311，所述中频信号输入端311首先连接用于滤除所述中频信号之外的杂波的中频滤波器，然后由所述中频滤波器的输出端电连接中频放大器，所述中频放大器对所述中频信号进行功率放大后输出。所述中频滤波器包括第一级中频滤波器31、第二级中频滤波器33、第三级中频滤波器35；所述中频放大器还包括第一级中频放大器32、第二级中频放大器34；并且所述中频电路按照第一级中频滤波器31、第一级中频放大器32、第二级中频滤波器33、第二级中频放大器34、第三级中频滤波器35的先后顺序级联而成。优选的，在所述第三级中频滤波器35的输出端还电连接有增益均衡器36，在所述增益均衡器的输出端进一步级联有温补衰减器37。

优选的，所述第一级中频滤波器31包括芯片lfcn-6000，并且在所述芯片lfcn-6000与所述中频信号输入端311之间还串接有第一匹配衰减器。该芯片体积小、外围无需接口电路，适用于小型化的中频通道电路。另外，进入的中频信号的频率范围主要集中在950mhz-2150mhz，而芯片lfcn-6000在6000mhz以下都具有良好的低通特性，例如在5000mhz时，对应的插入损耗是0.57db，vswr是1.37:1，在6000mhz时，对应的插入损耗是0.75db，vswr是1.24:1，在6800mhz时，对应的插入损耗是2.80db，vswr是3.31:1。利用该芯片组成第一中频滤波器主要是滤除前一级中混频器中的本振信号，以及对中频信号中的谐波成分进行滤除。

进一步的，所述第一中频放大器32包括芯片upc3226tb，所述芯片upc3226tb的输入端与所述芯片lfcn-6000的输出端电连接。所述第二级中频滤波器33包括芯片lfcn-8400，并且在所述芯片lfcn-8400的输入端与所述芯片upc3226tb的输出端之间还串接有第二匹配衰减器。该第二级中频滤波器与第二匹配衰减器，与前述的第一级中频滤波器与第一匹配衰减器电路结构相似，主要区别在于芯片lfcn-8400在8000mhz以下都具有良好的低通特性，进一步滤除了中频信号中的高频成分。例如在7000mhz时，对应的插入损耗是0.58db，vswr是1.15:1，在8000mhz时，对应的插入损耗是0.89db，vswr是1.34:1，在9000mhz时，对应的插入损耗是1.89db，vswr是2.08:1。

所述第二级中频放大器34包括芯片ecg001f-g，并且在所述芯片ecg001f-g的输入端与所述芯片lfcn-8400的输出端电连接。芯片ecg001f-g的工作频段为0-6ghz，增益是20db@1ghz，噪声系数3.4db，输出1db压缩功率12.5dbm，+5v供电，工作电流30ma。该芯片采用6脚封装，外形小且电路简单易用。

进一步的，如图11所示，所述第三级中频滤波器包括芯片lfcn-2250，并且所述芯片lfcn-2250的输入端与所述芯片ecg001f-g的输出端电连接。通过选用芯片lfcn-2250可以滤除近端谐波信号，使带外杂散满足指标要求-50dbc。该芯片在2000mhz时，对应的插入损耗是0.51db，vswr是1.06:1，在2250mhz时，对应的插入损耗是0.82db，vswr是1.20:1，在2575mhz时，对应的插入损耗是2.84db，vswr是2.10:1。如果频率再增加则会带来更高的插入损耗。并且该芯片，只有3.20mm×1.60mm×0.94mm的体积，占用空间小。

由此可见，前述经过了三级滤波和两级放大的中频电路。其中在三级滤波中，首先针对中频信号在950mhz-2150mhz的频率范围内，先是以6000mhz为截止频率进行低通滤波，再以8000mhz为截止频率进行低通滤波，主要是实现对中频信号中的谐波成分进行滤波，然后再以2250mhz为截止频率进行低通滤波，主要是滤除近端的谐波成分。

进一步结合图11，在所述芯片lfcn-2250和所述增益均衡器之间还串接有第三匹配衰减器。图11中，芯片lfcn-2250的3号引脚通过电容c42向后一级输出，其中第三匹配衰减器包括电阻r33、r36和r37组成的电阻匹配衰减网络，该网络与前述的第一匹配衰减器、第二匹配衰减器具有相同的电路组成，通过该匹配器可以使得前后级的阻抗匹配，保持中频信号在该电路具有良好的传导性。而增益均衡器则主要由c39、r34、r38和l10、r41组成。可见这是一个rlc无源网络，其中在电容c39的两端并联有串接在一起的电阻r34和r38，在这两个电阻之间又接入电感l10，而电感l10的另一端则电连接电阻r41，电阻r41的另一端则接地。

在中频电路增加这样一个增益均衡器，主要是因为该中频信号的频率范围是950mhz-2150mhz，带宽为1.2ghz，而整个中频电路的放大器在整个频带内增益平坦度呈现低频增益高、高频增益低的特性，所以需要在最后输出加一级这样的无源rlc增益均衡器来改善放大器在整个频带内的不平坦性。

优选的，在图11中显示温补衰减器主要是包括芯片pxv1220s，该芯片的接地端接地，输入端连接电容c39从而与增益均衡器级联，输出端可以再连接一个匹配器，该匹配器由电阻r32、r39和r40组成。由于整机工作环境温度范围很宽，整个中频放大器在高低温环境下会引起输出增益不一样，因此通过设置温补衰减器来补偿中频放大增益在高低温下的增益变化。

基于以上实施例，本发明公开了一种小型化odu接收通道电路，包括射频电路、本振电路和中频电路，射频电路中包括混频器，本振电路的本振信号输出端连接所述混频器的本振输入端，向所述混频器输入本振信号，射频电路对接收的射频信号进行放大和滤波后输入到混频器的射频输入端，混频器完成射频信号与本振信号的混频而得到中频信号，混频器的中频输出端则与中频电路的输入端电连接，中频信号由此进入中频电路。该接收通道电路体积小、工作稳定可靠，在节省功耗、和降低成本方面也具有优势。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均包括在本发明的专利保护范围内。