一种本振泄漏校正装置和方法与流程

本发明属于通讯技术领域，具体涉及一种本振泄漏的校正装置和方法。

背景技术：

零中频发射机因其结构简单、集成度高、功耗低，面积小，所需外围元器件少等特点在无线通信领域已经得到了广泛的应用。但是由于生产工艺偏差、电路设计参数设计不匹配等诸多非理想因素的存在，使得电路存在固有的直流失调，该直流失调和本振信号混频后不可避免地引入的本振泄漏，对于零中频发射机，较大的本振泄漏将直接恶化发射evm以及发射杂散指标不达标，降低芯片量产良率，因此必须将本振泄漏进行抑制或校正。现有技术中大多在基带数字处理芯片中采用数据辅助等相关算法对射频发射机的本振泄漏进行检测和校正，例如，传统的零中频射频收发机在发射机通道中，基带数字信号由数模转换器(dac)转换为模拟基带信号，经模拟低通滤波器(lpf)滤波后，和lo混频直接上变频为射频发射信号，再通过可变增益放大器(vga)放大后输出至片外功率放大器(pa)；相应地，在接收机通道中，射频信号经低噪声放大器(lna)放大后和lo混频直接下变频为模拟基带信号，再通过lpf滤波，由模数转换器(adc)转换为数字基带信号。由于需要大量样本数据，且需要多次复杂运算(如fft运算)，存在处理时间长，运算量大，实现复杂等缺点，而且占用大量基带芯片硬件或软件资源。

技术实现要素：

为克服现有技术中存在的问题，本发明提出一种本振泄漏校正装置和方法，利用射频收发机本身的资源进行自校正，无需基带芯片参与，其具体技术内容如下：

所述的本振泄漏校正装置包括校正模块、本振泄漏检测模块、校正算法控制电路和校正参数存储模块；

所述本振泄漏检测模块用于检测本振泄漏的信号强度；

所述校正算法控制电路用于实现校正参数的逐次逼近，即在校正模块中分别叠加一个正的方向和负的方向的偏移量，该偏移量将引起本振泄漏信号强度的变化，依据本振泄漏信号强度的变化方向，对校正参数的每个比特位按照逐次逼近算法依次设置，从而获得校正参数；

所述校正模块用于将校正算法控制电路的输出值或者校正参数存储模块中的存储值作为发射iq直流的方向校正值，从而达到对本振泄漏校正的目的，其具有数字接口，于校正时输入“0”信号，该“0”信号的输入受控制于所述校正算法控制电路；

所述校正参数存储模块用于存储校正算法最终获得的iq信号预直流偏置值，当正常发射时，将被自动载入到校正模块中；

所述校正算法控制电路的输出端反馈连接至校正模块。

进一步的，所述校正模块与校正算法控制电路之间由一反馈开关连接，所述反馈开关在本振泄漏校正时，将自动闭合将本振泄漏信号反馈至校正模块。

所述本振泄漏校正方法，包括如下步骤：

设置有上述的校正模块、本振泄漏检测模块、校正算法控制电路和校正参数存储模块；

步骤1，在芯片上电初始化时，打开接收通道，运行接收通道直流校正，以消除接收通道本身的直流对于本振泄漏校正的影响；

步骤2，打开发射通道，此时收发通道处于同时开启状态；通过校正算法控制电路控制反馈开关闭合，同时控制发射通道的数字接口输入为“0”；发射通道的本振泄漏信号通过反馈开关反馈输入到接收通道中，由于发射通道和接收通道的lo同源，发射通道的本振泄漏在接收通道中将表现为直流偏移，而接收通道本身的直流偏移已经在步骤1中校正完成，因此，此直流偏移的大小将直接反映本振泄漏的功率大小；

步骤3，通过本振泄漏检测模块检测本振泄漏的功率，并将此本振泄漏的功率作为校正算法控制电路的输入信号；

步骤4，校正算法控制电路中内置有sar算法控制模块，由sar算法控制模块在发射通道i、q路径的校正参数icor和qcor上依次加载极性相反，幅度相等的偏移量，且偏移量的幅度将按照二次幂的关系逐渐减小，分别记为+2^n-1-k和-2^n-1-k，其中k＝1,2,…,(n-1)，n则代表icor和qcor的位宽，即比特数；该偏移量将引起pmeas的变化，将偏移量为正数时计算所得的pmeas记为p+，偏移量为负数时计算所得的pmeas记为p-，而(p+-p-)的符号位则作为sar控制模块的输入，从而控制icor和qcor的迭代，遍历其所有量化值，最终精确获得icor和qcor每个比特位的值；

步骤5，校正算法控制电路最终得到的icor和qcor每个比特位的值存储至存储单元中。

所述sar算法控制模块进行n比特逐次逼近算法：

初始化时首先将接收机通道本身的直流偏移消除干净，然后将icor(0)和k分别初始化为2^n-1和1，并将qcor固定为2^n-1；

sar算法控制模块控制icor往正的方向叠加一个偏移量2^n-1-k，记为：

icor(k)+＝icor(k-1)+2^n-1-k(1)

该偏移量将引起本振泄漏功率大小的变化，接收机iq路径上的附加直流偏移也相应变化，在接收机数字模块中对该附加直流偏移加以测量，并进行平方和运算，将此时的pmeas记为pm+，其可表达为：

将pm+记录并存储下来，然后sar算法控制模块控制icor往负的方向叠加一个相同幅度的偏移量2^n-1-k，记为：

icor(k)-＝icor(k-1)-2^n-1-k(3)

同理，对该偏移量引入的附加直流偏移加以测量，并进行平方和运算，将此时的pmeas记为pm-，其可表达为：

对存储下来的pm+和pm-进行减法运算，将(pm+-pm-)的符号位作为sar算法控制模块的输入，如果(pm+-pm-)的符号位为1，即pm+小于pm-，表示icor往正的方向偏移，将使得本振泄漏的功率减小，因此设置icor(k)＝icor(k)+，如果(pm+-pm-)的符号位为0，即pm+大于pm-，表示icor往负的方向偏移，将使得本振泄漏减小，因此设置icor(k)＝icor(k)-；

然后sar算法控制模块将控制k＝k+1，并重复以上步骤，直到k＝n-1，icor的所有比特位都经sar算法设置完成，此时将icor固定为icor(n-1)，并将k重置为1，按照获取icor相同的方法，最终也得到q路径的校正参数qcor，将获得的icor和qcor存储至数字寄存器icor_reg和qcor_reg中，断开反馈开关并退出校准模式。

与现有技术相比，本发明的优越性体现在：1.在射频收发机内部直接集成发射本振泄漏校正装置，无需基带参与；即利用射频收发机本身的资源，添加一定的算法和控制模块，对发射本振泄漏加以校正，节省了基带的硬件、软件资源和处理时间；2.利用本专利提出发射本振泄漏校正方法和装置，可在发射机非正常发射的时候，获得i路和q路信号预直流偏置值并存储下来；在正常发射时自动载入i路和q路信号预直流偏置值对发射本振泄漏加以校正，从而不影响正常发射和调制。

附图说明

图1为具有根据本发明的本振泄漏校正装置的零中频射频收发机的原理方框图。

图2为本发明的本振泄漏校正装置的原理方框图。

图3为本发明的本振泄漏的校正方法流程图。

图4为发射机本振泄漏i路径校正参数逐次逼近示意图。

图5为发射机本振泄漏iq校正参数获取仿真图。

具体实施方式

如下结合附图，对本申请方案作进一步描述：

本专利涉及的术语解释：

dac数-模转换器；

adc模-数转换器；

lo本地振荡器；

i同相分量；

q正交分量；

evm误差矢量幅度。

参见附图1和2，以零中频收发机为例：

具体包括接收通道和发射通道，所述接收通道的输入端与发射通道的输出端之间由一反馈开关连接，所述接收通道包括依次设置的接收侧混频器、接收侧低通滤波器lpf、模数转换器adc和本振泄漏检测模块1，所述发射通道包括依次设置的校正模块3、数模转换器dac、发射侧低通滤波器lpf和发射侧混频器，所述校正模块3连接有一校正参数存储模块4；还包括一校正算法控制电路2，其与所述本振泄漏检测模块1、校正模块3分别连接，并控制所述反馈开关5的通断；

所述本振泄漏检测模块1用于检测发射机本振泄漏的信号强度；

所述校正算法控制电路2用于实现校正参数的逐次逼近，即在校正模块3中分别叠加一个正的方向和负的方向的偏移量，该偏移量将引起本振泄漏信号强度的变化，依据本振泄漏信号强度的变化方向，对校正参数的每个比特位按照逐次逼近算法依次设置，从而获得校正参数；

所述校正模块3用于将校正算法控制电路2的输出值或者存储单元中的存储值作为发射iq直流的方向校正值，从而达到对本振泄漏校正的目的，其具有数字接口，于校正时输入“0”信号，该“0”信号的输入受控制于所述校正算法控制电路2；

所述校正参数存储模块4用于存储校正算法最终获得的iq信号预直流偏置值，当正常发射时，将被自动载入到校正模块3中；

所述反馈开关5在本振泄漏校正时，将自动闭合将本振泄漏信号反馈至接收通道。

所述接收通道的输入端设置有低噪声放大器lna，所述发射通道的输出端设置有可变增益放大器vga。

参见附图1至3，一种本振泄漏校正方法，包括如下步骤：

设置有本振泄漏检测模块1、校正算法控制电路2、校正模块3、校正参数存储模块4、反馈开关5；

步骤1，在芯片上电初始化时，打开接收通道，运行接收通道直流校正，以消除接收通道本身的直流对于本振泄漏校正的影响；

步骤2，打开发射通道，此时收发通道处于同时开启状态；通过校正算法控制电路2控制反馈开关5闭合，同时控制发射通道的数字接口输入为“0”；发射通道的本振泄漏信号通过反馈开关5反馈输入到接收通道中，由于发射通道和接收通道的lo同源，发射通道的本振泄漏在接收通道中将表现为直流偏移，而接收通道本身的直流偏移已经在步骤1中校正完成，因此，此直流偏移的大小将直接反映本振泄漏的功率大小；

步骤3，通过本振泄漏检测模块1检测本振泄漏的功率，并将此本振泄漏的功率作为校正算法控制电路2的输入信号；

步骤4，校正算法控制电路2中内置有sar算法控制模块，由sar算法控制模块在发射通道i、q路径的校正参数icor和qcor上依次加载极性相反，幅度相等的偏移量，且偏移量的幅度将按照二次幂的关系逐渐减小，分别记为+2^n-1-k和-2^n-1-k，其中k＝1,2,…,(n-1)，n则代表icor和qcor的位宽，即比特数；该偏移量将引起pmeas的变化，将偏移量为正数时计算所得的pmeas记为p+，偏移量为负数时计算所得的pmeas记为p-，而(p+-p-)的符号位则作为sar控制模块的输入，从而控制icor和qcor的迭代，遍历其所有量化值，最终精确获得icor和qcor每个比特位的值；

步骤5，校正算法控制电路2最终得到的icor和qcor每个比特位的值存储至存储单元4中。

具体的，所述sar算法控制模块进行n比特逐次逼近算法：

初始化时首先将接收机通道本身的直流偏移消除干净，然后将icor(0)和k分别初始化为2^n-1和1，并将qcor固定为2^n-1；

sar算法控制模块控制icor往正的方向叠加一个偏移量2^n-1-k，记为：

icor(k)+＝icor(k-1)+2^n-1-k(1)

该偏移量将引起本振泄漏功率大小的变化，接收机iq路径上的附加直流偏移也相应变化，在接收机数字模块中对该附加直流偏移加以测量，并进行平方和运算，将此时的pmeas记为pm+，其可表达为：

将pm+记录并存储下来，然后sar算法控制模块控制icor往负的方向叠加一个相同幅度的偏移量2^n-1-k，记为：

icor(k)-＝icor(k-1)-2^n-1-k(3)

同理，对该偏移量引入的附加直流偏移加以测量，并进行平方和运算，将此时的pmeas记为pm-，其可表达为：

对存储下来的pm+和pm-进行减法运算，将(pm+-pm-)的符号位作为sar算法控制模块的输入，如果(pm+-pm-)的符号位为1，即pm+小于pm-，表示icor往正的方向偏移，将使得本振泄漏的功率减小，因此设置icor(k)＝icor(k)+，如果(pm+-pm-)的符号位为0，即pm+大于pm-，表示icor往负的方向偏移，将使得本振泄漏减小，因此设置icor(k)＝icor(k)-；

然后sar算法控制模块将控制k＝k+1，并重复以上步骤，直到k＝n-1，icor的所有比特位都经sar算法设置完成，此时将icor固定为icor(n-1)，并将k重置为1，按照获取icor相同的方法，最终也得到q路径的校正参数qcor，将获得的icor和qcor存储至数字寄存器icor_reg和qcor_reg中，断开反馈开关并退出校准模式。

为了更加清楚的描述上述校正技术，现举例说明如下：

参见附图4，示例中n＝6，初始化时，k＝1，icor(0)＝(1,0,0,0,0,0)。

sar算法控制模块首先控制icor在icor(0)的基础上叠加一个正的偏移量，即+(0,1,0,0,0,0)，对应icor(1)+＝(1,1,0,0,0,0)，由此计算得到pm+并将其存储下来，然后在icor(0)基础上叠加一个负的偏移量，即-(0,1,0,0,0,0)，对应icor(1)-＝(0,1,0,0,0,0)，由此计算获得pm-；

将pm-和存储下来的pm+进行减法运算，此时(pm+-pm-)的符号位为1，即pm+小于pm-，表示icor往正的方向偏移，将使得本振泄漏的功率减小，因此设置icor(1)＝icor(1)+＝(1,1,0,0,0,0)；接着sar算法控制模块控制k＝k+1＝2，icor在icor(1)基础上先后叠加一个正和负的偏移量，即±(0,0,1,0,0,0)，对应icor(2)+＝(1,1,1,0,0,0)和icor(2)-＝(1,0,1,0,0,0)，由此计算得到pm+和pm-，此刻(pm+-pm-)的符号位为0，即pm+大于pm-，表示icor往负的方向偏移，将使得本振泄漏继续减小，因此设置icor(2)＝icor(2)+＝(1,0,1,0,0,0)。

如此直到k＝n-1＝5，最终得到icor(5)＝(1,0,1,1,0,1)，至此i路径校正参数icor经sar逐次逼近算法而设置完成。

对应的仿真结果如图5所示，图中显示了校正过程中各变量的时域动态图，可以看到pmeas随着icor和qcor的逐次逼近，其波动幅度越来越小，且最终趋近于0，即校正过程结束后，本振泄漏功率也趋近于0。

上述优选实施方式应视为本申请方案实施方式的举例说明，凡与本申请方案雷同、近似或以此为基础作出的技术推演、替换、改进等，均应视为本专利的保护范围。