一种多天线无线中继MIMO系统及其传输方法与流程

本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种基于正交空间调制的多天线无线中继mimo系统及其传输方法。

背景技术：

为提高无线通信系统的传输性能，空间调制(spatialmodulation,sm)^[1-3]因其不仅能利用调制符号传输信息，还能利用天线的空间位置传输信息而成为人们日益关注的传输方案。正交空间调制(quadraturespatialmodulation,qsm)^[4]是一种新型的空间调制技术，它能消除信道的相关性从而提高了mimo通信系统的性能^[5-7]。正交空间调制是在每个传输时隙把一组信息比特流分成三部分，一部分根据采用的调制方式映射成相应的m-qam调制符号，另外两部分分别用来映射发送调制符号实部与虚部的天线位置。

在无线通信网络中，中继传输方式能延伸无线覆盖范围^[8]，能提高无线网络的可靠性^[9]，为了提高中继mimo通信系统的传输性能，文献[10]在多中继无线通信系统中研究了基于正交空间调制的多中继af-miso通信系统；文献[11]为了提高收发间有直达路由的无线中继系统的误码性能，研究了基于正交空间调制的df-miso通信系统；而文献[12]研究了译码转发协议下基于正交空间调制的双向中继协作通信系统误码性能。以上这些无线通信网络中基于正交空间调制的中继传输系统，中继节点都是采用的单天线。

参考文献

[1]ganesans,meslehr,haash,etal.ontheperformanceofspatialmodulationofdm[c]signals,systemsandcomputers,2006.acssc'06.fortiethasilomarconferenceon.ieee,2006:1825-1829；

[2]r.mesleh,h.haas,c.w.ahn,ands.yun,―spatialmodulation—anewlow-complexityspectralefficiencyenhancingtechnique,”inproc.chinacom,oct.25–27,2006,pp.1–5；

[3]r.mesleh,h.haas,c.w.ahn,ands.yun,―spatialmodulation–ofdm,”inproc.11thinowo,aug.30–31,2006,pp.288–292；

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[7]younisa,meslehr,haash.quadraturespatialmodulationperformanceovernakagamimfadingchannels[j].ieeetransactionsonvehiculartechnology,2016,65(12):10227-10231；

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[10]afanaa,meslehr,ikkis,etal.performanceofquadraturespatialmodulationinamplify-and-forwardcooperativerelaying[j].ieeecommunicationsletters,2016,20(2):240-243；

[11]afanaa,erdogane,ikkis.quadraturespatialmodulationforcooperativemimo5gwirelessnetworks[c]globecomworkshops.ieee,2017:1-5；

[12]althunibats,meslehr.performanceanalysisofquadraturespatialmodulationintwo-wayrelayingcooperativenetworks[j].ietcommunications,2017,12(4)。

技术实现要素：

本发明针对现有技术的缺陷，提供了一种多天线无线中继mimo系统及其传输方法，能有效的解决上述现有技术存在的问题。

为了实现以上发明目的，本发明采取的技术方案如下：

一种多天线无线中继mimo系统，包括：源节点s、中继节点r、目的节点d；在节点s、r和r、d间均采用正交空间调制系统传输。

源节点s、中继节点r和目的节点d分别配有ns、nr和nd根天线，节点s、r间构成nr×ns维信道矩阵h，节点r、d间构成nd×nr维信道矩阵g。

h、g分别表示为：

(1)式中hji、glk均服从均值为0、方差为1的复高斯分布。

正交空间调制系统配有nt根发送天线和nr根接收天线；在每个传输时段，将信源产生的长度为的二进制信息比特流c分成长度为b1＝log2(m)、b2＝log2(nt)及b3＝log2(nt)的cb1、cb2和cb3三部分长度为b1的信息比特流cb1在m-qam调制的星座符号集s＝{s1,s2,...,sm}中映射成调制符号s＝sre+jsim(s∈s)；长度为b2、b3的信息比特流cb2、cb3分别用来在nt根发送天线中选择第ai根、第aj根天线发射sre和sim(ai,aj∈{1,2,...,nt})。根据ai，aj的映射形成的nt维发送向量x有以下两种情况：

①ai≠aj时，

②ai＝aj时，

发送向量x经由nr×nt维的信道矩阵h到达接收端，接收端接收到的nr×1维信号y为：

y＝hx+n(4)

(4)式中

(4)式中按h的列向量可写为：

假设接收端已知信道矩阵h，根据h和接收到的向量y，采用最大似然检测算法(maximumlikelihood,ml)可检测出并恢复长度为b的比特流

(6)式中||·||²为frobenius范数。

基于上述多天线中继mimo系统的传输方法，在系统的一个传输时隙，节点s、r和节点r、d间均采用正交空间调制传输，且整个通信过程分成两个阶段：第一阶段是源节点s向中继节点r发送信号；第二阶段是中继节点r将接收的信号按照两种处理方式，再转发给目的节点d。

第一种处理方式为qsm-af-mimo

在每个传输时隙的第一阶段，源节点s的信息比特流按照正交空间调制传输方案产生的发射向量x，由传输信道到达中继节点r，形成nr×1维的ys,r：

ys,r＝haisre+jhajsim+ns,r(7)

(7)式中ns,r的nr个元素与(4)式中n的元素分布相同，即nk～cn(0,σr²)

在第二阶段，按文献[10]中继节点r采取放大转发(af)传输方式，将ys,r形成向量ays,r(a为中继节点的放大因子)发射，节点d接收到经无线信道传来的ays,r形成的nd×1维信号向量yr,d为：

yr,d＝g(ays,r)+nr,d＝g(ahisre+ajhjsim)+gans,r+nr,d(8)

(8)式中放大因子nr,d中的nd个元素也与(4)式中n的元素分布相同，nk～cn(0,σd²)

同理，假设d节点已知信道矩阵h和g，节点d根据h和g以及接收到的信号yr,d，根据(6)式可检测出并恢复比特流

第二种处理方式为qsm-df-mimo

源节点s与中继节点r配置的天线数分别为ns、nr调制符号星座分别为ms-qam与mr-qam,且有：在每个传输时隙的第一阶段，从源节点s到中继节点r间的通信方式与qsm-af-mimo系统的相同，中继节点r收到ys,r后，对ys,r按(6)式检测恢复长度为b的比特流cr。

在每个传输时隙的第二阶段，中继节点r将恢复的长度为b的比特流cr再按正交空间调制方式形成发射向量xr。xr经中继节点r与目的节点d之间的nd×nr维信道矩阵g传到目的节点d，节点d接收到的nd×1维信号yr,d为：

(10)式中的nr,d与(8)式的相同。

yr,d按(6)式检测出并恢复b长度的比特流cd：

与现有技术相比本发明的优点在于：在无线中继通信系统天线配置相同时，qsm-af-mimo与qsm-df-mimo系统相比于文献[10]中设计的基于传统空间调制的中继mimo系统，误码性能有明显的提高。最后对两种传输方案进行比较发现随着中继节点天线数的增加，译码转发协议与放大转发协议相比具有更优的误码性能。

附图说明

图1为本发明实施例1中多天线无线中继mimo通信系统方框图；

图2为本发明实施例1中正交空间调制系统方框图；

图3为本发明实施例1中qsm-af-mimo系统误码曲线图；

图4为本发明实施例1中qsm-df-mimo系统仿真曲线图；-

图5为发明实例1中qsm-af-mimo与qsm-df-mimo传输方案在中继节点不同天线下的误码曲线图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图并举实施例，对本发明做进一步详细说明。

如图1所示，多天线无线中继mimo通信系统，包括：源节点s、中继节点r和目的节点d；

源节点s、中继节点r和目的节点d分别配有ns、nr和nd根天线，节点s、r间构成nr×ns维信道矩阵h，节点r、d间构成nd×nr维信道矩阵g。

h、g分别表示为：

(1)式中hji、glk均服从均值为0、方差为1的复高斯分布。

在系统的一个传输时隙，节点s、r和节点r、d间均采用正交空间调制传输，且整个通信过程分成两个阶段：第一阶段是源节点s向中继节点r发送信号；第二阶段是中继节点r将接收的信号按照两种方式(详见多天线中继mimo系统中的基于正交空间调制的传输方案)处理，再转发给目的节点d。

正交空间调制(qsm)

如图2所示，正交空间调制系统配有nt根发送天线和nr根接收天线。在每个传输时段，将信源产生的长度为的二进制信息比特流c分成长度为b1＝log2(m)、b2＝log2(nt)及b3＝log2(nt)的cb1、cb2和cb3三部分长度为b1的信息比特流cb1在m-qam调制的星座符号集s＝{s1,s2,...,sm}中映射成调制符号s＝sre+jsim(s∈s)；长度为b2、b3的信息比特流cb2、cb3分别用来在nt根发送天线中选择第ai根、第aj根天线发射sre和sim(ai,aj∈{1,2,...,nt})。根据ai，aj的映射形成的nt维发送向量x有以下两种情况：

③ai≠aj时，

④ai＝aj时，

发送向量x经由nr×nt维的信道矩阵h到达接收端，接收端接收到的nr×1维信号y为：

y＝hx+n(4)

(4)式中

(4)式中按h的列向量可写为：

假设接收端已知信道矩阵h，根据h和接收到的向量y，采用最大似然检测算法(maximumlikelihood,ml)可检测出并恢复长度为b的比特流

(6)式中||·||²为frobenius范数。

多天线中继mimo系统中的基于正交空间调制的传输方案

qsm-af-mimo

按图1所示的多天线无线中继mimo系统方框图设计的多天线中继网络基于正交空间调制的放大转发传输方案(qsm-af-mimo)中，在每个传输时隙的第一阶段，源节点s的信息比特流按照正交空间调制传输方案产生的发射向量x，由传输信道到达中继节点r，形成nr×1维的ys,r：

(7)式中ns,r的nr个元素与(4)式中n的元素分布相同，即nk～cn(0,σr²)

在第二阶段，按文献[10]中继节点r采取放大转发(af)传输方式，将ys,r形成向量ays,r(a为中继节点的放大因子)发射，节点d接收到经无线信道传来的ays,r形成的nd^×1维信号向量yr,d为：

yr,d＝g(ays,r)+nr,d＝g(ahisre+ajhjsim)+gans,r+nr,d(8)

(8)式中放大因子nr,d中的nd个元素也与(4)式中n的元素分布相同，nk～cn(0,σd²)

同理，假设d节点已知信道矩阵h和g，节点d根据h和g以及接收到的信号yr,d，根据(6)式可检测出并恢复比特流

qsm-df-mimo

按图1所示的多天线无线中继mimo系统方框图设计的多天线中继网络基于正交空间调制的译码转发传输方案(qsm-df-mimo)中，源节点s与中继节点r配置的天线数分别为ns、nr调制符号星座分别为ms-qam与mr-qam,且有：在每个传输时隙的第一阶段，从源节点s到中继节点r间的通信方式与qsm-af-mimo系统的相同，中继节点r收到ys,r后，对ys,r按(6)式检测恢复长度为b的比特流cr。

在每个传输时隙的第二阶段，中继节点r将恢复的长度为b的比特流cr再按正交空间调制方式形成发射向量xr。xr经中继节点r与目的节点d之间的nd×nr维信道矩阵g传到目的节点d，节点d接收到的nd×1维信号yr,d为：

(10)式中的nr,d与(8)式的相同。

yr,d按(6)式检测出并恢复b长度的比特流cd：

仿真实验

按图1和图2所设计的基于正交空间调制的多天线中继mimo系统，这里分别对放大转发协议、译码转发协议下的通信系统进行了实验仿真。系统配置为：ns＝4,nd＝4,nr＝1,2,4。其中在qsm与sm的对比实验中，因为传输比特数是一定的，即所以sm-mimo系统需要在天线数与qsm-mimo系统相同的情况下，选择合适的msm-qam调制方式满足以上条件。

①qsm-af-mimo通信系统

图3所示是qsm-af-mimo系统仿真曲线图。随着中继节点nr的增加，即nr分别等于1、2和4，ber＝10^-3时，基于正交空间调制的af-mimo系统误码性能与基于传统空间调制的af-mimo系统相比分别约有1.5db、1.8db和2db的增益。

②qsm-df-mimo通信系统

图4所示是qsm-df-mimo系统仿真曲线图。由仿真曲线可知，当ber＝10^-3，nr分别等于1，2和4时，qsm-df-mimo系统误码性能与基于传统空间调制的df-mimo系统相比分别约有0.7db、1.6db和3db的增益。

如图5所示是qsm-af-mimo系统与qsm-df-mimo系统在中继节点r为不同天线下误码曲线图。从仿真曲线可知，当ber＝10^-3，nr＝1时df-mimo系统与af-mimo系统的误码性能没有太大差异；nr＝2和4时df-mimo系统相比于af-mimo系统误码性能分别约有2.1db和5.7db的增益。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的实施方法，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。