自适应伪闭环电荷泵电路的制作方法

本发明涉及一种电子技术领域，尤其涉及一种自适应伪闭环电荷泵电路。

背景技术：

在如今的音频功放市场中，大音量、低失真的dg类功放(class-d+dc-dc)逐渐占据主导。d类功放自身的高效率特征，加之不输ab类功放的总谐波失真加噪声(thd+n)表现，使其备受青睐。而在便携式应用系统中，dc-dc升压模块102，更是将d类功放的输出范围，亦即输出功率，进一步提升，从而产生了新的音频功率放大模式，dg类音频功率放大器。图1给出了一种典型的dg类音频功率放大器结构，其中包括一d类音频放大调制电路101，用于将输入的音频信号转换成固定开关频率的脉冲宽度调制(pwm)信号，而驱动电路103利用该pwm信号进行扬声器104的驱动；不同于传统d类放大器的是，其中驱动电路103的电源由dc-dc升压电路102提供。因此，升压输出的噪声和纹波将直接附加于音频驱动输出上，而系统效率为d类音频放大器101、驱动电路103的效率和升压电路102的效率之乘积。而其中，boost升压电路，因其较高的效率，被一些系统选择用以实现升压功能。然而，昂贵的电感价格和严重的电磁干扰使得更多的用户对其望而却步，转而选择效率略低，但干扰更小，价格更便宜的电荷泵升压方案。

为了弥补电荷泵天生效率上的不足，业界工程师们逐渐放弃了稳定的闭环电荷泵控制电路，采用开环应用辅以过压保护来实现更高效率的电荷泵设计。然而，开环设计的电荷泵在达到额定电压后，将处于断续工作状态，因此会在输出端产生电压纹波。该电压纹波由回滞电压决定，而纹波频率还与负载电容和负载电流相关。换言之，在确定的回滞电压(芯片设计)和负载电容(系统设计)的应用条件下，一定存在一个负载电流范围，使得输出电压的纹波频率处于音频范围内。尽管class-d自身有一定的电源抑制能力，但在当今低失真、低噪声的市场需求下，该纹波将直接影响音频系统的噪声特性。

另一方面，被抛弃的闭环电荷泵结构却拥有更小的输出纹波和更高的纹波频率。但是，正因为闭环电荷泵结构的常时工作状态，及其兆级的开关频率，使其具有更高的静态功耗。更严重的是，在中等负载和重载的情况下，非完全导通的开关mos具有更高的等效阻抗和更大的输出压降，使得系统效率下降异常显著。

技术实现要素：

本发明的目的，在于取两种结构之优点，调和上述矛盾，提出了一种自适应环路控制电路，有效地平衡系统效率和输出纹波的矛盾。该控制电路的特点在于，实时检测输入电压和输出功率等应用环境，选择最优的环路控制方式，进行升压输出，即降低了静态功耗，提升效率，又减小了输出纹波的幅度。

为了实现上述目的，包含本发明的dg类音频功放框架如图2所示，d类音频功率放大调制电路101，d类音频驱动103，扬声器104均可沿用现有的设计结构，而误差放大器221，电荷泵驱动电路222和分压反馈电路223所构成的闭环电荷泵电路也与现有设计结构相同。而本发明所提出的自适应伪闭环控制电路的核心在于电荷泵检测电路224及其输出信号225的控制方式。电荷泵检测电路的功能包括但不仅限于：输入电压检测、输出电压检测，输出负载/电流检测，音频输入信号检测；并通过相关检测结果，判断电荷泵所需的工作方式，包括但不仅限于：闭环升压输出、开环升压输出、电源直通输出；最终再通过控制信号实时改变环路及驱动方式，从而实现驱动方式的最优化，有效缓和电荷泵输出噪声与效率之间的矛盾。

本发明所解决的技术问题可以采用以下技术方案来实现：

一种自适应伪闭环电荷泵电路，其特征在于，包括：

一电压输入端(vin)；

一电压输出端(vout)；

一误差放大器(221)，于一参考电压(vref)和一反馈电压(vfb)的作用下产生一误差放大信号(ea_out)；

一驱动电路(222)，与所述误差放大器(221)的输出端连接，于所述误差放大信号(ea_out)的作用下产生驱动信号；

一检测电路(224)，检测电荷泵电路的应用环境参数产生控制信号；

一组环路控制开关，连接所述检测电路(224)，于所述控制信号的作用下控制所述电路于开环和闭环之间切换。

优选的，所述环路控制开关包括：

第一开关(311)，于所述检测电路(224)的第一控制信号作用下可控制地导通或断开所述误差放大器(221)与所述驱动电路(222)的第一节点(x1)；

第二开关(312)，于所述检测电路(224)的第二控制信号作用下可控制地导通或断开所述驱动电路(222)的第一节点(x1)和接地端。

优选的，所述驱动电路(222)包括：

电压调整管(321)，所述电压调整管(321)的控制端连接所述第一节点(x1)，所述电压调整管(321)的源极连接所述电压输入端(vin)，漏极连接一第二节点(x2)。

优选的，所述驱动电路(222)包括还开关电荷泵电路，所述开关电荷泵电路包括：

一输出电容(327)，所述输出电容(327)的一端连接输出电压端(vout)，另一端接地；

第三开关(325)；

第四开关(322)，与所述第三开关(325)串联于所述第二节点(x2)和所述输出电压端(vout)；

第五开关(323)；

第六开关(324)，与所述第五开关(323)串联于所述第二节点(x2)和接地端之间；

一飞电容(326)，所述飞电容(326)的一端连接所述第三开关(325)和所述第四开关(322)串联的节点；所述飞电容(326)的另一端连接所述第五开关(323)和第六开关(324)串联的节点。

优选的，所述电压输入端(vin)与音频输入端(audioinput)连接于所述检测电路(224)，所述电压输入端(vin)还连接所述驱动电路(222)；第一开关(311)与所述分压反馈电路(223)输出端、控制信号输出端、第二开关(312)以及所述驱动电路(222)连接；所述第二开关(312)连接控制信号和接地。

优选的，所述检测电路(224)包括：输入电压检测子电路(401)、输出电压检测子电路(402)以及控制逻辑器件(405)；所述控制逻辑器件(405)与所述输入电压检测子电路(401)、所述输出电压检测子电路(402)连接，通过控制信号(310)选择闭合第一开关(311)、断开第二开关(312)以进入闭环模式，或选择断开第二开关(312)、闭合第一开关(311)以进入开环模式产生环路控制信号。

优选的，所述检测电路(224)还包括输出电流检测子电路(403)，与所述控制逻辑器件(405)连接；通过频率选择模块(328)作用下产生频率控制信号，控制所述驱动电路(222)的开关频率，所述频率选择模块(328)连接所述检测电路(224)和所述驱动电路(222)。优选的，所述检测电路(224)还包括还包括音频输入检测子电路(404)，与所述控制逻辑器件(405)连接；断开第一开关(311)、闭合第二开关(312),第四开关(322)、第三开关(325)闭合，第五开关(323)、第六开关(324)断开，所述输入电压(vin)直通连接至输出电压(vout)，所述音频输入检测子电路(404)将产生旁路控制信号，用以确定电荷泵是否进入直通模式。

优选的，所述电压输入端(vin)连接于第一pmos管(507)、第二pmos管(509)、第三pmos管(510)、第四pmos管(511)以及第七开关(505)，vh端连接于第十二开关(503)，所述误差放大信号(ea_out)端连接于一nmos管(501)栅极，所述nmos管(501)源极接地，所述nmos管(501)漏极通过第三节点(x3)连接第八开关(502)、第九开关(504)、第五开关(323)、第三开关(325)、输出电容(327)以及所述电压输出端(vout)；所述第八开关(502)通过第四节点(x4)连接于所述第十二开关(503)、通过第五节点(x5)连接所述第十三开关(506)以及所述第一pmos管(501)栅极与所述第三pmos管(510)栅极之间的第六节点(x6)；所述第三pmos管(510)漏极与所述第四pmos管(511)漏极之间连接飞电容(326)，并与所述第五开关(323)和所述第三开关(325)连接；所述第九开关(504)通过第七节点(x7)连接于所述第七开关(505)、第十四开关(508)以及所述第二pmos管(509)栅极与第四pmos管(511)栅极之间的第八节点(x8)；所述第十四开关(508)连接于所述第二pmos管(509)漏极。

优选的，一种音频功率放大器，其特征在于，包括：

一d类音频放大调制电路(101)，将输入的音频信号(audio)转换为脉冲宽度调制信号；

一d类音频驱动电路(103)，连接于所述音频放大调制电路(101)和一扬声器(104)之间，用于依据所述脉冲宽度调制信号对所述扬声器(104)进行驱动；

一电荷泵电路，与所述d类音频驱动电路(103)连接，用于提供电源电压。

其有益效果在于：

一种自适应伪闭环电荷泵电路实现实时检测输入电压和输出功率等应用环境，选择最优的环路控制方式，进行升压输出，不仅降低了静态功耗，提升效率，而且又减小了输出纹波的幅度。

附图说明

图1是现有升压类/dg类音频功率放大电路结构框图；

图2是包含现有闭环电荷泵升压电路的音频功率放大电路结构框图；

图3是包含本发明的伪闭环电荷泵升压电路图；

图4是本发明所提出的检测电路框图；

图5是本发明所包含电荷泵升压驱动电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

参照图3是包含本发明的伪闭环电荷泵升压电路图，包括：

一种自适应伪闭环电荷泵电路，其特征在于，包括：

一电压输入端(vin)；

一电压输出端(vout)；

一误差放大器(221)，于一参考电压(vref)和一反馈电压(vfb)的作用下产生一误差放大信号(ea_out)；

一驱动电路(222)，与所述误差放大器(221)的输出端连接，于所述误差放大信号的作用下产生驱动信号；

一检测电路(224)，检测电荷泵电路的应用环境参数产生控制信号；

一组环路控制开关，连接所述检测电路(224)，于所述控制信号的作用下控制所述电路于开环和闭环之间切换。

所述环路控制开关包括：

第一开关(311)，于所述检测电路(224)的第一控制信号作用下可控制地导通或断开所述误差放大器(221)与所述驱动电路(222)的第一节点(x1)；

第二开关(312)，于所述检测电路(224)的第二控制信号作用下可控制地导通或断开所述驱动电路(222)的第一节点(x1)和接地端。

所述驱动电路(222)包括：

电压调整管(321)，所述电压调整管(321)的控制端连接所述第一节点(x1)，所述电压调整管(321)的源极连接所述电压输入端(vin)，漏极连接一第二节点(x2)。

所述驱动电路还包括开关电荷泵电路，所述开关电荷泵电路包括：

一输出电容(327)，所述输出电容(327)的一端连接输出电压端(vout)，另一端接地；

第三开关(325)；

第四开关(322)，与所述第三开关(325)串联于所述第二节点(x2)和所述输出电压端(vout)；

第五开关(323)；

第六开关(324)，与所述第五开关(323)串联于所述第二节点(x2)和接地端之间；

一飞电容(326)，所述飞电容(326)的一端连接所述第三开关(325)和所述第四开关(322)串联的节点；所述飞电容(326)的另一端连接所述第五开关(323)和第六开关(324)串联的节点。

所述电压输入端(vin)与音频输入端(audioinput)连接于所述检测电路(224)，所述电压输入端(vin)还连接所述驱动电路(222)；第一开关(311)与所述分压反馈电路(223)输出端、控制信号输出端、第二开关(312)以及所述驱动电路(222)连接；所述第二开关(312)连接控制信号和接地。

在本发明的一个具体的实施例中，由误差放大器221、电荷泵驱动电路222和分压反馈电路223所构成的闭环电荷泵电路为传统设计结构；而电荷泵检测电路224的输出控制信号310通过环路控制第一开关311、第二开关312进行闭环和开环的实时切换，并通过开关频率选择模块328改变电荷泵开关频率以最优化电荷泵静态功耗和输出纹波。图2中的电荷泵驱动电路222由电压调整管321和2倍开关电荷泵电路(由第四开关322、第五开关323、第六开关324、第三开关325及飞电容326，输出电容327构成)具体实现。

更具体地说，如图3所示的电荷泵升压电路将默认工作在闭环状态下，即第二开关312断开而第一开关311闭合，在具有软启动功能的误差放大器221和电压调整管321的控制下，以升压输出的方式将输出电压vout升至额定电压。在软启动完成后，检测电路224开始介入，根据当前应用环境实时调整环路工作状态。

在本发明的一个具体的实施例中，参照图4是本发明所提出的检测电路框图，所述检测电路(224)包括：输入电压检测子电路(401)、输出电压检测子电路(402)以及控制逻辑器件(405)；所述控制逻辑器件(405)与所述输入电压检测子电路(401)、所述输出电压检测子电路(402)连接，通过控制信号(310)选择闭合第一开关(311)、断开第二开关(312)以进入闭环模式，或选择断开第二开关(312)、闭合第一开关(311)以进入开环模式产生环路控制信号。

所述检测电路(224)还包括输出电流检测子电路(403)，与所述控制逻辑器件(405)连接；通过频率选择模块(328)作用下产生频率控制信号，控制所述驱动电路(222)的开关频率，所述频率选择模块(328)连接所述检测电路(224)和所述驱动电路(222)。

所述检测电路(224)还包括还包括音频输入检测子电路(404)，与所述控制逻辑器件(405)连接；断开第一开关(311)、闭合第二开关(312),第四开关(322)、第三开关(325)闭合，第五开关(323)、第六开关(324)断开，所述输入电压(vin)直通连接至输出电压(vout)，所述音频输入检测子电路(404)将产生旁路控制信号，用以确定电荷泵是否进入直通模式。

在本发明的一个具体的实施例中：

输入电压检测机制

以锂电池应用，输出额定电压8v为例。首先，当输入电压vin超过4v时，闭环反馈通过调节调整管321的导通压降使vreg保持为4v，再通过第四开关322、第五开关323、第六开关324、第三开关325和飞电容326、输出电容327构成的倍压开关电路，将输出电压vout限制在额定电压8v。因此，与传统的开环电荷泵设计不同，闭环电荷泵系统中无需输出过压保护电路，该保护功能由环路自身特性便可实现。并且此时的电荷泵输出符合传统的纹波计算公式：vripple＝iout/(coutfsw)，因此，轻载时，输出电流较小，纹波也会相对较小。相反，对于开环设计的电荷泵而言，输出纹波与输出电流、输出电容、开关频率并不相关，而是由过压保护的回滞电压相关。也就是说，当系统检测到输出电压高于保护电压后，停止升压，再随着输出的消耗或输出电容的漏电，电压降至回滞电压后，重新开始升压，因此，开环电荷泵的输出纹波幅度即过压保护电路的回滞幅度。另一方面，由于纹波的频率满足公式：fripple＝iout/(coutvhyst)，因此纹波频率很容易落入音频范围，进而影响音频输出的噪声特性。相反，闭环电荷泵的纹波频率始终等于开关频率，而该频率往往远高于音频范围，因此，不会影响音频范围内的噪声特性。对于重载的情况，由于单开关周期内输出电容的压降大于回滞电压，因此纹波频率等于开关频率，纹波幅度也符合传统纹波计算公式，也就是说，在重载的情况下，两种架构的纹波特性完全相同。

而当输入电压vin不足4v时，输出电压无法达到额定电压而只能将输入电压vin倍压输出，此时vreg为vin-vds，而vout为2*(vin-vds)，其中vds为调整管321的导通压降。然而由于环路设计要求和结构的限制，误差放大器的输出往往无法完全下拉至gnd，也正因为如此，调整管的栅源电压大于理想的-vin，而在闭环电荷泵电路中也就始终无法完全导通(阻抗最小)，最终降低了电荷泵的输出电压和输出效率。而对于开环电荷泵电路，调整管321则可以完全导通，而不影响电荷泵的输出电压和输出效率。

因此，本发明所包含的电荷泵检测电路224将实时监测输入电源电压，据此判断电荷泵电路所需的环路工作状态，并通过控制信号310选择闭合第一开关311、断开第二开关312以进入闭环模式，或选择断开第二开关312、闭合第一开关311以进入开环模式。特别需要注意的是，在选择开环工作模式时，误差放大器221和分压反馈电路223并不会关断，因此误差放大器的输出仍然会根据参考电压vref和输出电压vout的关系输出低电平，而一旦输入电压满足条件，即可快速切换回闭环模式，再根据反馈环路通过调整管321来控制输出电压vout。换言之，在闭合环路的过程中，并不会引起环路的电压突变甚至震荡。

输出电压检测机制

同样以锂电池应用，输出额定电压8v为例。假若输入电源电压等于4.1v，则根据本发明原理所述的输入电压检测机制，电荷泵电路将工作于闭环模式，然而，随着输出负载的增加，为了维持vreg电压始终处于4v，则调整管321的栅极电压将不断降低直至误差放大器221的最低输出电压。此时由于误差放大器221输出电压无法继续降低至gnd，则调整管321的等效阻抗无法继续减小，使得vreg开始下降，最终导致输出电压vout降至8v以下。在此状态下依然由于调整管的栅源电压大于理想的-vin，开环电路中等于-vin，所以闭环输出电压将小于同等应用条件下的开环输出电压。换言之，在较重负载的情况下，闭环电荷泵的系统效率会小于开环电荷泵的系统效率。

因此，本发明所包含的电荷泵检测电路224还将实时监测电荷泵输出电压，据此判断电荷泵电路所需的环路工作状态，并通过控制信号310选择闭合第一开关311、断开第二开关312以进入闭环模式，或选择断开第二开关312、闭合第一开关311以进入开环模式。更具体地说，本发明所包含的输出电压检测电路将设定一个环路切换电压，该电压略低于输出额定电压，并将输出电压与之进行比较，假设输出电压连续若干周期均小于切换电压，则会通过控制信号310将环路切换至开环工作模式；而一旦检测到输出电压高于该切换电压，则瞬间切换至闭环工作模式，以便快速响应负载变化并有效防止输出电压超过额定电压。

输出电流检测机制

在传统的2倍电荷泵升压电路中，当输入电压小于额定电压的一半时，无论闭环电荷泵或开环电荷泵均会以正常的工作频率进行驱动电路222的开关。同样，当输入电压大于额定电压的一半时，闭环电荷泵亦始终以正常的工作频率进行驱动电路222的开关。毫无疑问，对于正常负载或重载输出的情况而言，较高的工作频率可以使输出纹波更小，并且驱动能力也更强。但对于较轻负载或空载的情况而言，纹波特性和驱动能力不再是主要矛盾，而高工作频率只会带来较大的功耗损失。

另一方面，开环电荷泵在输入电压大于额定电压的一半时将工作于断续模式，即当输出电压高于额定电压则驱动电路222停止升压，开关不再切换，随着负载的消耗或输出电容327的自身漏电，输出降低至回滞电压以下则再次开始升压驱动。换言之，在停止升压的时间段内，电荷泵驱动电路222不存在任何功耗。然而如前文所述，该工作方式的缺点是会产生音频范围内的纹波影响dg类音频放大器的输出噪声特性。

因此，本发明所包含的电荷泵检测电路224还将实时监测电荷泵输出电流，如果电荷泵输出电流小于轻载检测电流阈值，则电荷泵驱动电路222中的频率选择模块328将逐渐降低驱动开关频率直至设定的最低开关频率fmin，而该频率高于20khz，位于音频带宽范围以外。更具体地说，假如电荷泵电路的正常工作频率为1mhz，则在检测到轻载状态一段时间(例如50ms)后，将频率降至500khz、250khz、125khz、62.5khz。最终电荷泵驱动电路的功耗将减小至正常工作时的1/16，而与此同时，并不会产生任何音频范围内的噪声而影响d类音频放大器的带内噪声特性。需要注意的是，无论当前电荷泵的工作状态是闭环或开环，该轻载降频功能都能有效介入，并达到降低静态功耗的目的。

音频输入检测机制

在不少应用场合中，音频功率放大器的输出幅度并不大，不需要通过升压来提升输出功率。此时，包含本发明的dg类音频功率放大电路将停止升压输出，而采用旁路电荷泵升压驱动电路的方式，将输入电压直接供于d类音频驱动。具体而言，环路控制信号将关断开关311、闭合开关312使其工作于类似开环的模式下，另外电荷泵驱动电路222中的开关322、325闭合，开关323、324断开，这样输入电压vin便可直通至输出vout，作为d类音频驱动的供电电压。

采用电源直通的好处在于，既节省了电荷泵驱动电路222的功耗，又能显著提升系统效率。因为根据电荷泵升压电路的效率计算公式可知：η＝vout/(mvin)，其中m为升压倍数，以图3所示额定输出电压为8v的2倍电荷泵电路为例，当输入电压为4.3v时，电荷泵理论效率仅93％；而直通模式下，理论效率可达100％。

因此，本发明所包含的电荷泵检测电路224还将实时检测音频输入信号，并通过音频放大器的系统增益预估实际的音频输出幅度，如果输出的音频信号幅度长期低于输入电源电压的90％，则包含本发明的电荷泵电路将进入开环直通模式，直接通过电源电压为音频驱动电路供电；而一旦输出的音频信号幅度大于输入电源电压的90％，则包含本发明的电荷泵电路将重启升压模式，并且，根据当前的应用条件决定采用闭环或开环工作模式。

本发明的较佳的实施例中，参照图4所示为图3中检测电路224的一种具体实现，其中包括输入电压检测401，输出电压检测402，输出电流检测403，音频输入检测404以及控制逻辑405。其中，输入电压检测401和输出电压检测402将共同作用产生环路控制信号，用以控制包含本发明的电荷泵电路的开环、闭环工作状态；输出电流检测403将产生频率控制信号，用以选择电荷泵驱动电路222的开关频率；而音频输入检测404则将产生旁路控制信号信号，用以确定包含本发明的电荷泵电路是否进入直通模式。

结合图3和图4所给出的系统及控制电路可知，本发明所提出的自适应性体现在该电荷泵电路架构无需系统外部额外提供控制信号，完全由系统自身对于当前所在应用环境进行实时检测，通过调整电路的工作模式，既提升系统效率又避免较大幅度的音频范围内纹波噪声；而本发明所提出的伪闭环体现在该电荷泵架构虽由闭环电路构成，但可根据应用环境实时控制环路的闭合与断开，灵活选择闭环模式或开环模式。

本发明的较佳的实施例中，对本发明的上述实施方式的变形是可能的。例如，环路切换的节点可以有多种选择，可以适用于不同的应用设计；电荷泵驱动可以采用多种不同的结构和不同的升压倍数：1.5倍、3倍，甚至降压：0.5倍、-1倍或其他任何可能的配置。本发明结构的重点在于可实时改变环路的控制方式，既可闭环调整避免过压并降低输出纹波，又可开环输出提升系统效率。对于检测模块的设计，不仅限于本方案所提出的输入电压检测、输出电压检测、输出电流检测和音频输入检测，任何与电荷泵应用环境相关的检测方式均可包含于该检测模块内以实现实时的系统控制；并且本方案所提出的检测模块均可由多种不同的方式实现，不仅限于电压、电流的比较。而本发明所提出的频率选择模块亦可以有多种电路实现方式，例如数字分频选择电路，压控/流控振荡电路；其重点在于可根据轻载时的负载情况选择合适的驱动电路开关频率以降低驱动功率损耗，同时控制该频率使其不低至音频范围内。

在本发明的一个具体的实施例中，参照图5所示为根据本发明所构建的自适应伪闭环电荷泵电路中电荷泵驱动电路的一种具体实现方式，电压输入端(vin)连接于第一pmos管(507)、第二pmos管(509)、第三pmos管(510)、第四pmos管(511)以及第七开关(505)，vh端连接于第十二开关(503)，所述误差放大信号(ea_out)端连接于一nmos管(501)栅极，所述nmos管(501)源极接地，所述nmos管(501)漏极通过第三节点(x3)连接第八开关(502)、第九开关(504)、第五开关(323)、第三开关(325)、输出电容(327)以及所述电压输出端(vout)；所述第八开关(502)通过第四节点(x4)连接于所述第十二开关(503)、通过第五节点(x5)连接所述第十三开关(506)以及所述第一pmos管(501)栅极与所述第三pmos管(510)栅极之间的第六节点(x6)；所述第三pmos管(510)漏极与所述第四pmos管(511)漏极之间连接飞电容(326)，并与所述第五开关(323)和所述第三开关(325)连接；所述第九开关(504)通过第七节点(x7)连接于所述第七开关(505)、第十四开关(508)以及所述第二pmos管(509)栅极与第四pmos管(511)栅极之间的第八节点(x8)；所述第十四开关(508)连接于所述第二pmos管(509)漏极。

通过本发明所提出的电荷泵检测机制可将该驱动电路进行实时配置，以实现开环、闭环、降频升压以及直通等多种驱动模式的快速切换。其中第三pmos管510、第四pmos管511分别取代了图3中的第四开关322、第六开关324，并实现了调整输入电压的作用，无需额外的调整管从而减小了芯片面积和输出电压、效率损失；第一pmos管507、第二pmos管509和nmos管501构成了最后一级误差放大，有效控制第三pmos管510、第四pmos管511的栅极输入从而实现电压调整并在vout输出额定电压；第八开关502、第十二开关503交替通断以使第三pmos管510与第五开关323同相，从而实现对飞电容326的充电；第九开关504、第七开关505交替通断以使第四pmos管511与第三开关325同相，从而将飞电容326上的电荷搬移至输出电容327上，实现升压；而第十三开关506、第十四开关508用以控制环路状态，实现开环、闭环电荷泵的快速切换。另外vh为驱动电路的最高电压，即当vin大于vout时，vh＝vin；而当vin小于vout时，vh＝vout。

当第十三开关506、第十四开关508闭合时，电荷泵工作在闭环模式下，第一pmos管507、第二pmos管509和nmos管501构成最后一级误差放大，控制第三pmos管510、第四pmos管511的导通阻抗以实现电压调整。而当第十三开关506、第十四开关508断开时，电荷泵将切换至开环模式，第一pmos管507、第二pmos管509断开，又由于此时的前级误差放大器输出为高，nmos管501导通，使其漏端电压为0。这样，第三pmos管510的栅极输入电压将在vh和gnd之间切换，而第四pmos管511的栅极输入电压将在vin和gnd之间切换，从而使得第三pmos管510、第四pmos管511以逻辑开关的方式通断。换言之，在第三pmos管510、第四pmos管511导通时，具有最小的等效导通阻抗。

而在轻载或空载的情况下，通过频率选择模块328调整第八开关502、第十二开关503、第九开关504、第七开关505、第五开关323、第三开关325的工作频率，使得电荷泵驱动电路具有更小的开关损耗，并且控制其工作频率不低至音频范围内。

另外，将nmos管栅极电压ea_out上拉，闭合第八开关502、第七开关505、第三开关325，断开第十二开关503、第九开关504、第五开关323，使得输入电压vin通过第三pmos管510和第三开关325直通至输出vout，可实现直通模式。

在本发明的一个具体的实施例中，参照图2是包含现有闭环电荷泵升压电路的音频功率放大电路结构框图，包括：

一d类音频放大调制电路(101)，将输入的音频信号(audio)转换为脉冲宽度调制信号；

一d类音频驱动电路(103)，连接于所述音频放大调制电路(101)和一扬声器(104)之间，用于依据所述脉冲宽度调制信号对所述扬声器(104)进行驱动；

一电荷泵电路，与所述d类音频驱动电路(103)连接，用于提供电源电压。

以上所述仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。