一种高量化分辨率的全光级联量化系统及方法与流程

本发明公开了一种高量化分辨率的全光级联量化系统及方法，涉及全光级联量化技术领域。

背景技术：

传统电子adc由于采样时钟抖动和比较器不稳定等固有缺陷，难以满足同时兼顾高量化分辨率、高带宽的实时数字化需求。光子adc以光子技术数字化模拟信号，可有效克服电子器件瓶颈，是实现超宽带数字化的潜力技术。光子adc利用锁模脉冲光源作为采样源，其光脉冲时间抖动比电时钟小3到4个数量级，可以实现稳定的高速光采样，提供数百gsa/s的采样率。为了实现高量化分辨率，人们提出并改进了许多光量化方案。在这些方案中，两级级联量化方法相对于其它方案可以显著提高量化分辨率。然而，在第二级量化中均采用电子adc，这限制了输入模拟电信号的频率。难以以最小振幅误差捕获模拟信号。比如，数字化20ghz的模拟信号，需要60ghz-100ghz带宽的电子adc作为第二级量化器，这在现实中很难实现，现有技术中第一级量化中使用的psoq只能工作在一个相位周期内，量化分辨率依然受限。

技术实现要素：

本发明针对上述背景技术中的缺陷，提供一种高量化分辨率的全光级联量化系统，通过使用额外一路标记信道位，有效提高量化分辨率。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：一种高量化分辨率的全光级联量化系统，包括：一级量化模块和二级量化模块，

一级量化模块为电光调制模块，所述的一级量化模块包括：多信道psoq模块和单信道im调制模块，所述的psoq模块输入端连接第一波分复用器的输出端，所述的psoq模块输出端和im调制模块的输出端共同连接第二波分复用器的输入端；

所述第二波分复用器的输出端连接二级量化模块的输入端，所述二级量化模块的输出端连接解复用器的输入端，所述解复用器的输出端连接pd模块的输入端。

进一步的，所述psoq模块包括：

耦合器，所述耦合器的第一端口依次通过第一偏振控制器和隔离器与第一波分复用器输出端连接，第二端口与第二波分复用器输入端连接，第三端口与第四端口之间连接pm模块和第二偏振控制器，形成闭合sagnac光环路，用于分光及干涉；

pm模块，其输入端口连接第二偏振控制器的输出端口，其输出端口连接耦合器第三端口，用于实现sagnac环内光场的电光相位调制，

第二偏振控制器，其输出端口连接pm模块的输入端，其输入端口连接耦合器的第四端口，用于控制进入pm模块的光场的偏振态。

进一步的，所述单信道im调制模块包括：im调制器，其输入端口连接采样光脉冲源，输出端口连接一个光可调谐延迟线，用于实现光场的电光强度调制；

所述光可调谐延迟线的输入端口连接im调制器输出端口，其输出端口连接第二波分复用器，用于实现标记信道光信号与psoq模块的多波长量化信道的同步。

进一步的，所述二级量化模块为分光模块，二级量化模块包括第一分光器、第二分光器和第三个分光器，三个分光器采用级联方式连接；

所述第一分光器上行接口与第二波分复用器的输出端连接，所述第一分光器的第一下行接口与第二分光器上行接口连接；所述第二分光器的第一下行接口与第三分光器上行接口连接，所述第三分光器的第一下行接口置空，所述第一分光器、第二分光器和第三分光器的第二下行接口分别与三个解复用器的输入端连接。

进一步的，所述第一分光器的分光比为1:1，所述第二分光器的分光比为1:1，所述第三分光器的分光比为2:1。

一种高量化分辨率的全光级联量化方法，将多波长采样光脉冲信号通过第一波分复用器输入psoq模块，经过耦合器分束，产生sagnac环内的顺时针和逆时针传输光场；通过电模拟信号驱动psoq模块中的pm模块，当顺时针和逆时针传输的多波长采样光脉冲信号到达pm时，会发生光电相位调制，产生相位偏移；同时，由于多波长采样光脉冲信号为离散的，此调制过程也完成了全光采样的过程；由于顺时针和逆时针传输光场经pm调制所获得的相位变化不一致，产生固定相位差，在环行一圈后经过耦合器发生干涉时，输出的多波长采样光脉冲信号的峰值功率会产生正弦型变化曲线，完成电模拟信号的幅值变化映射为多波长采样光脉冲信号的峰值功率变化(即电信号幅度→多波长采样光脉冲信号的相位→输出多波长采样光脉冲信号峰值功率的映射)；此外，由于pm模块的双折射效应，不同波长的采样光脉冲信号经过pm时会获得不同的额外相位差，从而导致不同波长的采样光脉冲信号的正弦型输出功率变化曲线产生横向偏移。

将单波长(其波长值需不同于上述多波长光脉冲信号的波长值)采样光脉冲信号输入im调制模块，通过电模拟信号驱动im调制模块对单波长采样光脉冲信号进行电光强度调制，将电模拟信号的幅度变化映射为im调制器输出的此单波长采样光脉冲信号的峰值功率变化，同时进行全光采样；

im输出的单波长光脉冲信号通过可调光延迟线与psoq模块输出的多波长光脉冲信号实现同步，然后并行输入第二波分复用器后进入第二级量化模块；

第二级量化模块通过三个级联的分光器对并行输入的单波长、多波长采样光脉冲信号的峰值功率进行二级量化。

进一步的，所述的psoq模块内嵌的pm模块将电模拟信号的幅值映射为输出的多波长采样光脉冲峰值功率变化的具体计算方法为：

其中：p0为输入多波长采样光脉冲信号串的峰值功率，为固定相位差；为额外相位差。

进一步的，所述固定相位差的具体计算方法为:

其中，为环路中顺时针传输光场的调制相位，为环路中逆时针传输光场的调制相位，vπ为pm模块正向半波电压，v(t)是电模拟信号的幅值，f为电模拟信号的频率，τ为传输时间。

进一步的，所述额外相位差的具体计算方法为:

其中，第i个波长光信号的两个偏振分量的相位差，是参考波长光信号的两个偏振分量的相位差，λ0是参考波长，λi是多波长光脉冲信号中的第i个波长，i＝[0，n-1]，n为多波长采样光脉冲信号的数量，l是pm模块的铌酸锂波导长度，no(λi)是第i个波长光信号的偏振方向垂直于光轴的光场分量的折射率，ne(λi)是第i个波长光信号的偏振方向平行于光轴的光场分量的折射率。

进一步的，所述的二级量化具体包括以下步骤：并行输入的多波长、单波长采样光脉冲峰值功率变化经过第一分光器按1:1等分成两束一级光信号，其中一束一级光信号直接输入第一解复用器，另一束一级光信号经过第二分光器按1:1再等分成两束两级光信号，其中一束两级光信号直接输入第二解复用器，另一束两级光信号经过第三分光器按2:1分成两束三级光信号，其中两份三级光信号输入第三解复用器，一份三级光信号置空，二级量化将第一级量化的输出功率进一步量化，再次细化量化步长，提高量化分辨率；同时可对标记信道进行量化，用以区分psoq模块的量化结果中的重复码，当第二级量化模块满足量化分辨率2^m＝t时(t为一级量化模块输出的多波长采样光脉冲信号的峰值正弦型功率变化曲线的周期，m是第二级量化模块的量化分辨率)，标记信道的输出单波长采样光脉冲信号的峰值功率恰好可被量化成t段，用以对一级量化模块中产生的t个周期的重复编码进行区分，使量化分辨率进一步提升。

进一步的，解复用器的输出端连接pd模块的输入端，所述pd模块将解复用器的输出的光信号转换成电信号，用于最终的二进制判决。

本发明结构简单，通过额外附加的标记信道(im调制模块)，将第一级psoq模块工作于多相位周期时所产生的重复信息进行区分标定，从而有效提高量化分辨率。

附图说明

图1本发明的系统示意图；

图2本发明一种扩展周期为4(t＝4)时的4波长信道和标记信道的功率传递函数和相应的数字编码图；

图3本发明的二级量化模块功率传递函数；

图4本发明仿真数字化结果和正弦拟合结果示意图；

图5本发明的仿真数字化结果的sfdr频谱图。

具体实施方式

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1所示，本实施提供了：一种高量化分辨率的全光级联量化系统，包括：一级量化模块1和二级量化模块2，

一级量化模块1为电光调制模块，所述的一级量化模块1包括：多信道psoq模块和单信道im调制模块，所述的psoq模块输入端连接第一波分复用器31的输出端，所述的psoq模块输出端和im调制模块的输出端共同连接第二波分复用器32的输入端；

所述第二波分复用器32的输出端连接二级量化模块2的输入端，所述二级量化模块2的输出端连接解复用器的输入端，所述解复用器的输出端连接pd模块的输入端。

所述psoq模块包括：

耦合器41，所述耦合器41的第一端口依次通过第一偏振控制器43和隔离器46与第一波分复用器31输出端连接，第二端口与第二波分复用器32输入端连接，第三端口与第四端口之间连接pm模块42和第二偏振控制器44，形成闭合sagnac光环路，用于分光及干涉；

pm模块42，其输入端口连接第二偏振控制器44的输出端口，其输出端口连接耦合器41第三端口，用于实现sagnac环内光场的电光相位调制，

第二偏振控制器，其输出端口连接pm模块42的输入端，其输入端口连接耦合器41的第四端口，用于控制进入pm模块42的光场的偏振态。

所述单信道im调制模块包括：im调制器45，其输入端口连接采样光脉冲源，输出端口连接光可调谐延迟线47，用于实现光场的电光强度调制；

所述光可调谐延迟线47的输入端口连接im调制器45输出端口，其输出端口连接第二波分复用器32，用于实现标记信道光信号与psoq模块的多波长量化信道的同步。

所述二级量化模块2为分光模块，二级量化模块2包括第一分光器51、第二分光器52和第三分光器53，三个分光器采用级联方式连接；

所述第一分光器51上行接口与第二波分复用器32的输出端连接，所述第一分光器51的第一下行接口与第二分光器52上行接口连接；所述第二分光器52的第一下行接口与第三分光器53上行接口连接，所述第三分光器53的第一下行接口置空，所述第一分光器51、第二分光器52和第三分光器53的第二下行接口分别与三个解复用器的输入端连接。

将多波长采样光脉冲信号通过第一波分复用器输入psoq模块，经过耦合器分束，产生sagnac环内的顺时针和逆时针传输光场；通过电模拟信号(analogsignal)驱动psoq模块中的pm模块，当顺时针和逆时针传输的多波长采样光脉冲信号到达pm时，会发生光电相位调制，产生相位偏移；同时，由于多波长采样光脉冲信号为离散的，此调制过程也完成了全光采样的过程；由于顺时针和逆时针传输光场经pm调制所获得的相位变化不一致，产生固定相位差，在环行一圈后经过耦合器发生干涉时，输出的多波长采样光脉冲信号的峰值功率会产生正弦型变化曲线，完成电模拟信号的幅值变化映射为多波长采样光脉冲信号的峰值功率变化(即电信号幅度→多波长采样光脉冲信号的相位→输出多波长采样光脉冲信号峰值功率的映射)；此外，由于pm模块的双折射效应，不同波长的采样光脉冲信号经过pm时会获得不同的额外相位差，从而导致不同波长的采样光脉冲信号的正弦型输出功率变化曲线产生横向偏移。

将单波长(其波长值需不同于上述多波长光脉冲信号的波长值)采样光脉冲信号输入im调制模块，通过电模拟信号(analogsignal)驱动im调制模块对单波长采样光脉冲信号进行电光强度调制，将电模拟信号的幅度变化映射为im调制器输出的此单波长采样光脉冲信号的峰值功率变化，同时进行全光采样；

im输出的单波长光脉冲信号通过一个可调光延迟线与psoq模块输出的多波长光脉冲信号实现同步，然后并行输入第二波分复用器后进入第二级量化模块；

第二级量化模块通过三个级联的分光器对并行输入的单波长、多波长采样光脉冲信号的峰值功率进行二级量化。

并行输入的多波长、单波长采样光脉冲峰值功率变化经过第一分光器51按1:1等分成两束一级光信号，其中一束一级光信号直接输入第一解复用器61，另一束一级光信号经过第二分光器52按1:1再等分成两束两级光信号，其中一束两级光信号直接输入第二解复用器62，另一束两级光信号经过第三分光器53按2:1分成两束三级光信号，其中两份三级光信号输入第三解复用器63，一份三级光信号置空，所述第一解复用器61、第二解复用器62和第三解复用器63的输出端均连接pd模块7的输入端，所述pd模块7将解复用器的输出的光信号转换成电信号。

本发明不直接对一级量化模块的输出信号进行二进制判决，而是采用级联的第二级m-bit分辨率的二级量化模块对一级量化模块的输出功率进一步精细量化。第二级量化模块的作用有两个：第一，将一级量化模块的输出功率进一步精细量化，以提高量化分辨率；第二，当第二级量化模块满足量化分辨率2^m＝t时(t为量化模块1输出的正弦型功率变化曲线的周期)，标记信道的输出功率恰好可被量化成t段，可用以对一级量化模块中产生的t个周期的重复编码进行区分，使量化分辨率进一步提升。

当第二级量化模块满足分辨率2^m＝t时，标记信道的输出功率恰好可被量化成t段，用以对t个周期的重复编码进行区分，实现量化分辨率为log2[2n(2^m-1)×t]，比普通coq-adc的分辨率提升了log2t。本文所提方案采用m＝2的第二级量化以确保均匀的初始量化步长；此2-bit的第二级量化模块由三个级联的分光器构成，分光比分别为1:1、1:1和2:1。假设二级量化模块的输入功率为pin(也就是第一级量化模块的输出光功率)，根据分光比，分光器结构的三个输出端口功率分别为pin/2,pin/4,和pin/6。

如图2所示的上半部分展示了扩展周期为4(t＝4)时的4波长信道功率变化曲线和相应的数字编码(右侧坐标轴)；一级量化模块中通过设定pm的偏置电压将一级量化模块中psoq模块的输出多波长采样光脉冲信号的峰值正弦型功率变化曲线的周期进行倍增扩展；如图2所示的下半部分展示标记信道功率变化曲线和相应的数字编码。

如图3所示，二级量化模块的输出功率变化曲线和相应的编码；很明显可以看出，当使用功率阈值pth＝pin_max/8进行判决时(pin_max为pin的最大值，图3中为p0)，一级量化模块的输出功率被进一步分为4个等步长(步长为p0/4)的量化级，其编码结果依次对应“000”，“100”，“110”和“111”。

以20ghz的模拟正弦型电信号为例，仿真分析了本发明方案中的数字化性能。仿真中使用脉宽为0.5ps、峰值功率为8w的640ghz重复率的高斯型脉冲作为采用光脉冲序列；此高速光脉冲序列可通过时间-频率交织复用来实现；模拟正弦波电信号被均分成两路，分别驱动pm和im。仿真中采用16个波长信道，信道间的额外相移差为

如图4所示，二级量化模块的输出光信号经过测探和判决后，合并各个信道的结果所得到的最终数字化结果，可以看到32个采样点的强度被量化和编码成不同的数字值，曲线为其正弦拟合结果；

此外，如图5所示，对拟合结果进行快速傅里叶变换(fft)后得到的频谱，可以看到，本发明中所提出的改进的coq-adc方案的无杂散动态范围(spur-freedynamicrange-sfdr)高达53.76dbc，表明了其较好的数字化性能。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。