一种基于DPMZM的QPSK转BPSK全光调制格式转换系统的制作方法

本发明属于通信技术领域，涉及一种基于dpmzm的qpsk转bpsk全光调制格式转换系统。

背景技术：

多域网络互联时来自不同域的光信号可能具有不同的调制格式，或者不同的传输场景下也需要不同的调制格式，由此不可避免的要求全光网络具有进行全光格式转换的基本能力。针对长距传输的场景，相移键控技术(psk)以其更高的频谱效率和能承受更大的色散和非线性影响而得到了广泛关注。现有的几种技术尝试利用光纤的四波混频(fwm)效应将正交相移键控(qpsk)格式转换为更适用于长距通信的二进制相移键控(bpsk)格式，但这些转化技术有的只能转化qpsk的正交(q)路信号；有的需要在接收端使用复杂的相干接收机或使用反馈电路与发射端进行锁相才能转换和解调信号，限制了转换速度；还有的为了把同相(i)路也进行转化，引入光栅和光学环形器进一步增加了系统的复杂度。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于双平行马赫曾德尔调制器(dpmzm)的qpsk转bpsk全光调制格式转换系统。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种基于dpmzm的qpsk转bpsk全光调制格式转换系统，该系统包括ld、2个电放大器ea、dpmzm、pc、pbs、edfa、hnlf、2个of和2个pd。

基于所述系统的基于dpmzm的qpsk转bpsk全光调制格式转换方法，该方法包括以下步骤：

s1：qpski路电信号输入所述的dpmzm之前，与i路数据源信号比特保持一致；

s2：qpskq路电信号输入所述的dpmzm之前，转化为i路数据源信号比特和q路数据源信号比特的同或运算xnor结果；

s3：iq两路信号需要经过所述电放大器ea放大后再输入dpmzm。

可选的，所述dpmzm偏置点设置包括：

x偏振态的两个mzm均置最小偏置点，相位控制电压为最大偏置点；

y偏振态的两个mzm均置最小偏置点，相位控制电压为正交偏置点；

所述所述dpmzm电信号输入包括：

射频源产生与所述iq两路信号等功率的射频电信号rf并同时输入到dpmzmx偏振态的两个mzm中；

所述qpski路电信号输入到dpmzmy偏振态的i路mzm中；

所述qpskq路电信号输入到dpmzmy偏振态的q路mzm中。

可选的，所述qpsk向bpsk格式转换的信号处理包括：

所述dpmzm的输出信号经过所述pc和pbs，pbs的任一路输出再被edfa放大至可以激发fwm的功率水平；

放大信号经过所述hnlf激发fwm。

可选的，所述qpsk向bpsk格式转换之后的信号提取包括：

设置of中心频率为ld的发射频率与2倍rf频率的和或差时，提取i路数据源信号比特调制的bpsk光信号；

设置of中心频率为ld的发射频率与所述rf频率的差或和时，提取q路数据源信号比特调制的bpsk光信号；

两路bpsk信号直接经过所述pd的探测后分别解调出iq两路的数据源信号比特。

本发明的有益效果在于：本系统只要所用器件的极限参数允许，不改变系统结构就可以直接提高输入信号的符号率；可以同时转化i路和q路信号并直接解调，避免使用相干接收机和锁相回路，系统结构简单。

本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：

图1为本发明具体实施方式基于dpmzm的qpsk转bpsk全光调制格式转换系统结构图；

图2为本发明具体实施方式反斯托克斯带(stokes)的pd探测信号eidle1pd(t)随hnlf引入相移的变化图；

图3为本发明具体实施方式stokes带的pd探测信号eidle2pd(t)随hnlf引入相移的变化图；

图4为本发明具体实施方式数据源信号比特信号的仿真结果图；

图5为本发明具体实施方式格式转换的输出信号仿真结果图；

图6为本发明具体实施方式实际实验的q路转化结果图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

一种基于dpmzm的qpsk转bpsk全光调制格式转换系统，如图1所示，包括：

以下主要的常见器件：ld、2个ea(ea1和ea2)、dpmzm、pc、pbs、edfa、hnlf、2个of(of1和of2)、2个pd(pd1和pd2)；

图1中为在之后的说明中更加详尽，给出了所述dpmzm的具体结构，如虚线框中所示；

图1中示出了任意波形发生器(awg)和示波器(osc)，示出这两个器件是为了给所述系统提供电信号的输入和经系统处理后的电信号输出，模拟使用所述系统时真实信号的输入和输出；

图1中还示出了射频源(rf)和直流电压源(dc1和dc2)，示出这两个器件是为了给所述系统提供工作电压输入和rf输入。模拟使用所述系统时真实的工作电压设置和rf输入；

应该说明的是，示出awg、osc、rf和dc只是为了说明本实施例，由于在实际使用中它们可能具有不同的仪器型号和实现形式，因此并不作为所述系统的一部分。

本实施例中awg将产生两路电信号，如图1所示，分别是qpsk-i和qpsk-q。qpsk-iqpski路信号；qpsk-q对应qpskq路信号，所述相位映射方式具体如表1所示。

产生的qpsk-i和qpsk-q电信号，经过ea1和ea2的放大后输入按照设置的dpmzm中。具体来说：

设ld产生的激光电场为p0为激光的平均功率，ω0为发射频率，由图1所述dpmzm的精细结构可知，若假设激光器的功率均分，则每个mzm分路的激光输入功率应是总功率的1/4，即每个mzm分路的激光电场输入为

表1相位映射方式

i(t)表示归一化到-1和+1之间的qpsk-i信号，q(t)表示归一化到-1和+1之间qpsk-q信号，aqpsk表示它们的幅值；

所述dpmzm中的四个mzm为推挽结构，单驱动模式，消光比假设相同，表示为er，并忽略光信号通过它们时引起的衰减和温度变化；

每个mzm的直流半波电压为vπdc，交流半波电压为vπrf，在qpsk-i的控制下，mzm1的输出电场为：

在qpsk-q的控制下，mzm2的输出电场为：

其中，vdc即为mzm的直流偏置点。

为了进行qpsk调制，这是一种抑制载波的调制方式，所述dpmzm中的mzm1和mzm2的dc1应置最小偏置点(min)，即vdc＝-vπdc/2，于是：

qpsk调制要求i路调制信号与q路调制信号的相位偏转90度后相加，因此所述dpmzmy偏振态的相位控制电压要设为正交偏置点(设置这个电压的dc图1中没有给出)，这将使emzm2(t)表达式中的光载波被替换为最后得到qpsk调制信号为：

本发明为了得到用于产生fwm的泵浦输入，借助幅值为arf，频率为ωrf的rf信号，设为arfsin(ωrft)，产生ω0附近对称的脉冲，但也不希望过多引入ω0，即抑制载波。故所述dpmzm中的mzm3和mzm4的dc2同样应置为min，mzm3和mzm4的输出电场为：

同时，mzm3和mzm4产生的边带需要同向相加以保证泵浦输入的功率，因此所述dpmzmx偏振态的相位控制电压应为最大偏置点(设置这个电压的dc图1中也没有给出)，emzm4(t)中的光载波保持不变，则使用rf产生的泵浦输入为：

上式使用了雅克比-安格尔展开(jacobi-angeridentity)，其中，n为整数，jn(x)为关于x的n阶第一类贝塞尔函数。

当n为偶数时，jn(x)为偶函数，有jn(-πarf/vπrf)＝jn(πarf/vπrf)。理想情况下，er＝+∞，erf(t)表达式中括号部分为0，将只有奇数阶的泵浦边带；但受工艺影响，er一般只有20db(即er＝100)左右，大括号里面的部分仍然保留较小的值。这说明用作fwm泵浦的边带除了包含所希望的ω0+ωrf(或ω0-ωrf)，还将包含有ω0+2ωrf、ω0+3ωrf等频率成分，只不过因为jn(x)系数的影响，这些频率成分的功率越来越低。

本实施例中，如图1所示，所述dpmzm的光源ld输入频率ω0＝2π×193.4145，p0＝10mw；qpsk-i和qpsk-q的符号率为1g/s；mzm3和mzm4输入的rf频率为20倍qpsk-i和qpsk-q的符号率，即ωrf＝2π×20×1；er＝100，vπrf＝8v，vπdc＝8v，放大后的qpsk-i输入mzm1，放大后的qpsk-2输入mzm2，aqpsk＝arf＝2.5v；

在dpmzm的输出端即可得到中心频率为ω0的qpsk调制格式信号以及该信号两侧相距nωrf的泵浦边带脉冲组成的偏振合束(pbc)信号，用琼斯(jones)向量表示为：

将所述pbc信号进行信号处理，具体为：

为后续pd解调方便，应将pbc信号合路到一个偏振态上，且不要为两个偏振态之间引入额外的相移。为此，将信号输入pc以改变表示pbc信号偏振状态的jones向量，pc由两个主轴互相旋转90度的四分之一波片中间夹一片半波片组成，当设置四分之一波片的旋转角为135度且半波片的旋转角为0度时，使用jones矩阵表示其对jones向量的改变：

该式说明，所述pbc信号的两个偏振态信号获得了相加或相减的效果，且互相之间没有额外的相移。使用pbs分离偏振态改变后的pbc信号，即可得到沿同一偏振态的合路信号：

其中，k为整数。

取eqpskpc(t)中ω0对应的频率成分为信号波，ω0+ωrf对应的频率成分为泵浦，为激发fwm，eqpskpc(t)输入hnlf前要通过edfa放大至能激发fwm效应的水平。本实施例中，eqpskpc(t)的功率被edfa放大至20dbm。ω0所对应的波长(1550nm)恰好是所用hnlf的零色散波长，信号波和泵浦都工作在零色散波长附近，容易满足fwm的相位匹配条件，信号波和泵浦即可激发fwm效应，得到反stokes带上的闲频波eidle1(t)和stokes带上的闲频波eidle2(t)：

由于信号波和泵浦的幅值只影响输出频率成分的功率，在闲频波产生的讨论过程中略去了信号波和泵浦的幅值，以便只关注在频率和相位条件上。

对于eidle1(t)，其载波频率为ω0+2ωrf，相位为信号波相位的共轭。同时由eqpskpc(t)可知，从hnlf输出的信号除了eidle1(t)所包含的频率成分，eqpskpc(t)本身也带有该频率成分这相当于提供了对eidle1(t)的光载波，eidle1(t)可在后续提取信号时直接使用pd解调；

对于eidle2(t)，其载波频率为ω0-ωrf，相位为信号波相位的两倍。与eidle1(t)的情况一样，eqpskpc(t)本身带有频率成分这提供了对eidle2(t)的光载波，eidle2(t)也可在之后直接使用pd解调。

fwm后，进行格式转换后的信号提取，具体为：

显然滤出eidle1(t)即可获得格式转化后的一路信号。由eqpskpc(t)包含频率成分的对称性可知，也可以选择ω0-ωrf对应的频率成分为fwm的泵浦输入，其结果将产生与eidle1(t)关于ω0对称的闲频波。因此，op1以ω0+2ωrf或ω0-2ωrf为中心频率进行滤波，即可提取eidle1(t)所代表的转换信号。由采样定理可知，滤波带宽当然至少要是符号率的两倍，但也不能太宽，不能把eqpskpc(t)中功率较大的泵浦成分包含进来，这会导致解调信号被op1的中心频率与包含进来的泵浦成分的差频调制。

虽然输入hnlf的信号包含其光载波，但受hnlf中其它非线性效应的影响，fwm后光载波将不可避免的引入与hnlf的长度、非线性系数γ以及输入信号功率相关的相移这将导致按照进行的信号探测引入相移

同样的情况对eidle2(t)也成立，op2以ω0-ωrf或ω0+ωrf为中心频率进行滤波，即可提取eidle2(t)所代表的转换信号，并引入相移

与fwm的讨论过程一样，eidle1pd(t)和eidle2pd(t)的讨论中均略去了闲频波和光载波的功率，它们只影响和的大小，并不影响eidle1pd(t)和eidle2pd(t)的结果。

图2和图3显示了本实施例中当数据源比特按表1给出的各个值时eidle1pd(t)和eidle2(t)随和从0变化到2π的变化情况。

本实施例选用hnlf的长度为200m，γ＝10w^-1/km。专业光通信系统仿真软件vpitransmissionmaker对本实施例的仿真原理：数据源比特发送32位伪随机信号。仿真结果显示将处于图2虚线框所示的范围，处于图3中虚线框所示的范围。由图2可知，eidle1pd(t)解调结果为0、1、1、0，即数据源信号比特的反向i路信号；由图3可知，eidle2pd(t)解调结果为1、0、1、0，即数据源信号比特的q路信号，这一结果也由vpitransmissionmaker的仿真结果图4和图5给出。原理和仿真结果清楚的说明本发明基于dpmzm成功的将qpsk信号转化成了两路bpsk信号。

还应注意到，只要选用的hnlf长度、γ以及输入信号功率使和处在图2和图3虚线框中的范围，eidle1pd(t)和eidle2pd(t)的解调结果都能如前文所述，因此本发明还对选用hnlf的稳定性具有一定的保证。

本实施例还使用表2所述型号的仪器按照vpitransmissionmaker软件设定的32位伪随机信号进行了实际实验。

表2实际实验所用仪器型号与规格

限于所用仪器的极限参数(主要是提高ωrf)，实际实验只得到了qpsk的q路转为bpsk的结果，如图6所示。虽然包含了一些噪声，但仍可以看到图6与图5的q路仿真结果相一致，已经可以说明问题。提高仪器的极限参数(主要是降低osc的底噪)，可以在不改变当前实验系统结构的情况下，仅通过设定op的中心频率，就可得到qpsk的i路转化为bpsk的结果；由于fwm几乎是瞬时的，数据源比特的符号率也可以在不改变系统结构的前提下继续提高(只需提高awg的输出速率，但同时ωrf也要提高)；没有使用相干接收机，也无需添加复杂光学器件构造其它转换链路，系统结构简单，这正是本发明优势所在。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。