一种基于SC-FDE突发信号2倍过采样的定时同步方法与流程

本发明涉及数字无线通信传输技术领域，特别涉及一种基于sc-fde突发信号2倍过采样的定时同步方法。

背景技术：

在无人机数据链与低轨卫星通信等无线通信系统中，宽带数据传输常面临多径环境，可采用正交频分复用ofdm技术或单载波频域均衡sc-fde技术抵抗信道衰落。其中，sc-fde技术相对于ofdm技术有峰均比较低的优势，可靠近功率放大器非线性饱和区工作，具有更高的功率效率。sc-fde技术的定时同步可采用ofdm系统同样的传统算法，利用前导段或者循环前缀cp的差分相关获得定时度量；也可以采用传统单载波技术通过定时偏差估计进行信号重建。

在文献“何裕舒,郭浩,张阳.基于训练序列的sc-fde系统定时同步改进算法[j].现代电子技术2018,41(2):14-17.”中研究的定时同步采用多段前导结构且定时度量较差。在文献“liny-t,chens-g.ablindfinesynchronizationschemeforsc-fdesystems[j].ieeetranscommun,2014,62(1):293-301.”中设计了盲同步方法，在文献“benvenuton,dinisr,falconerd,etal.singlecarriermodulationwithnonlinearfrequencydomainequalization:anideawhosetimehascome-again[j].proceedingsoftheieee2010,98(1):69-96.”中总结了sc-fde技术的关键点。在作者已公开的发明专利“一种适用于卫星通信突发传输系统的前馈定时恢复方法，cn104135360，2017”中，设计了卫星通信突发传输系统的定时同步方法，但是只适用于过采样率超过4倍的情况，对于宽带信号接收硬件平台采样率受限的情况没法使用。

上述文献中设计了各种sc-fde接收技术，采用传统ofdm差分前导的方法存在难以解决残留定时偏差的问题，采用过采样4倍数据进行定时估计存在带宽或硬件平台受限问题，而准确定时相位同步对于随后的频域均衡非常重要。因此亟需研究一种准确定时相位同步的方法。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于sc-fde突发信号2倍过采样的定时同步方法。

本发明的上述目的是通过如下技术方案予以实现的：

一种基于sc-fde突发信号2倍过采样的定时同步方法，包括如下步骤：

步骤(一)、设单载波频域均衡sc-fde信号的时隙帧为s，获得接收端的第k个过采样数字信号x(kts)；

步骤(二)、基于用于定时的nl个符号所对应的2nl+1个采样信号x(kts)，进行定时偏差估计；

步骤(三)、根据步骤(二)计算得到的定时偏差估计值计算插值基点ms和相对定时偏差μs；

步骤(四)、根据步骤(三)计算得到的插值基点ms、相对定时偏差μs进行线性插值，获得接收信号的最佳采样点z(m)。

所述步骤(一)中，所述时隙帧包含前导段p，循环前缀u1、后缀段u2与数据段d，时隙帧长度为n；

即：

s＝{p,u1,d,u2}，

u1＝u2＝u

p＝{p(1),p(2)...,p(np)}

u＝{u(1),u(2)...,u(nu)}

d＝{d(1),d(2)...,d(ns)}

其中，长度为np的前导段p与长度为ns的数据段d为线性调制波形，n＝np+nu+ns+nu，长度为nu的循环前缀和后缀段的时域与频域幅值恒定为1。

短时突发sc-fde信号经过调制器成形滤波，经过加性高斯白噪声信道后在解调器匹配滤波，得到信号的基带模拟波形为其中s(t)为发送信号，w(t)为高斯白噪声，滤波器g(t)为优化的波形：

其中t为符号周期，α为成形因子；

接收端的第k个过采样数字信号为：

其中，s(n)为发送端长度为n的时隙帧s的第n个符号；ts＝t/2为采样时钟；τt为时延；w(kts)为高斯白噪声。

所述步骤(二)中，进行定时偏差估计的方法如下：

将第1至第2nl+1个采样信号

{x(1),x(2),x(3),x(4)……,x(2nl-1),x(2nl),x(2nl+1)}

分为3个长度为nl的信号序列：奇数序列yo1、奇数序列yo2、偶数序列ye，

yo1＝{x(1),x(3),x(5),……,x(2nl-1)},

yo2＝{x(3),x(5),x(7),……,x(2nl+1)},

ye＝{x(2),x(4),x(6),……,x(2nl)}，

利用如下公式计算定时偏差估计值

其中tan^-1(·)表示求反正切的角度值，

其中，σ表示求和累加，*表示共轭，||表示求绝对值，yo1(m)表示yo1的第m个元素，yo2(m)表示yo2的第m个元素，ye(m)表示ye的第m个元素。

所述步骤(三)中，插值基点ms、相对定时偏差μs计算方法如下：

所述步骤(四)中，

ms＝0时，z(m)＝c1×ye(m)+c2×yo2(m)

ms＝1时，z(m)＝c1×yo1(m)+c2×ye(m)

其中，c1、c2为插值系数。

c1＝μs

c2＝1-μs。

本发明与现有技术相比具有如下有益效果：

(1)本发明设计了一种包含前导段、独特字uw段与数据段的线性调制突发sc-fde信号帧，对经过优化的滤波器成形匹配的信号可进行2倍过采样就能完成定时同步，比传统4倍过采样定时估计方法可在带宽或硬件平台实现更高带宽信号接收同步。

(2)本发明一种基于sc-fde突发信号2倍过采样的定时同步方法，将2倍过采样信号分成3组，再通过累加、共轭复乘及反正切处理即可得到定时偏差估计，定时偏差估计的根均方误差可达1e-2级别，解决了sc-fde采用ofdm差分前导定时方法时难以解决残留定时偏差的问题。

(3)本发明一种基于sc-fde突发信号2倍过采样的定时同步方法，通过分段函数提出了2倍过采样信号插值基点、相对偏差计算法方法，并通过对过采样数据进行线性插值完成对最佳采样点信号的重建。

附图说明

图1为本发明定时同步方法原理框图；

图2为采样与差值效果示意图；

图3为本发明定时偏差估计误差的均值；

图4为本发明定时偏差估计误差的均方根rmse值；

图5为本发明插值前2倍过采样星座点；

图6为本发明定时插值后的星座点。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明：

本发明提出一种单载波频域均衡突发信号2倍过采样时的定时同步方法，该方法基于优化滤波器的2倍过采样sc-fde信号实现定时同步、线性插值完成接收符号重建。

具体地，该方法包括如下步骤：

步骤(一)、设单载波频域均衡sc-fde信号的时隙帧为s，获得接收端的第k个过采样数字信号x(kts)；

所述时隙帧包含前导段p，循环前缀u1、后缀段u2与数据段d，时隙帧长度为n；

即：

s＝{p,u1,d,u2}，

u1＝u2＝u

p＝{p(1),p(2)...,p(np)}

u＝{u(1),u(2)...,u(nu)}

d＝{d(1),d(2)...,d(ns)}

其中，长度为np的前导段p与长度为ns的数据段d为线性调制波形，长度为nu的循环前缀和后缀段的时域与频域幅值恒定为1。

短时突发sc-fde信号经过调制器成形滤波，经过加性高斯白噪声信道后在解调器匹配滤波，得到信号的基带模拟波形为其中s(t)为发送信号，w(t)为高斯白噪声，滤波器g(t)为优化的波形：

其中t为符号周期，α为成形因子；

在接收端，通过突发过采样信号定时同步获得最佳采样点。

接收端的第k个过采样数字信号为：

其中，s(n)为发送端长度为n的时隙帧s的第n个符号；ts＝t/2为采样时钟；τt为时延；w(kts)为高斯白噪声。

步骤(二)、基于用于定时的nl个符号所对应的2nl+1个采样信号x(kts)，进行定时偏差估计。

将第1至第2nl+1个采样信号

{x(1),x(2),x(3),x(4)……,x(2nl-1),x(2nl),x(2nl+1)}

分为3个长度为nl的信号序列：奇数序列yo1、奇数序列yo2、偶数序列ye，

yo1＝{x(1),x(3),x(5),……,x(2nl-1)},

yo2＝{x(3),x(5),x(7),……,x(2nl+1)},

ye＝{x(2),x(4),x(6),……,x(2nl)}，

计算定时偏差：

其中tan^-1(·)表示求反正切的角度值，分子、分母分别为：

其中，σ表示求和累加，*表示共轭，||表示求绝对值。yo1(m)表示yo1的第m个元素，yo2(m)表示yo2的第m个元素，ye(m)表示ye的第m个元素。

步骤(三)、根据步骤(二)计算得到的定时偏差估计值计算插值基点ms、相对定时偏差μs，计算方法如下

步骤(四)、根据步骤(三)计算得到的插值基点ms、相对定时偏差μs进行线性插值，获得接收信号的最佳采样点z(m)：

ms＝0时，z(m)＝c1×ye(m)+c2×yo2(m)

ms＝1时，z(m)＝c1×yo1(m)+c2×ye(m)

其中，插值系数c1c2、为

c1＝μs

c2＝1-μs。

实施例1

将本发明同步方法的性能仿真结果与测距的理论性能限进行比较。

图1所示为本发明一种基于sc-fde突发信号2倍过采样的定时同步方法框图。当采用nu＝64长度的uw序列，np＝128长度的前导序列，uw序列为zc序列，前导与数据段采用qpsk调制。信号经过成形后加入信道，在接收端进行匹配后进入2倍过采样的定时。定时前存在的采样时延偏差常导致信号采样偏离最佳点，经过定时后拟合得到最佳点。图2为采样与差值的效果图。

图3所示为的定时偏差估计误差的均值，设定定时误差为0.125，通过估计统计得到，该定时估计方法在snr＝5db～20db范围内偏差接近0，即为无偏估计。图4所示为的定时偏差估计误差的rmse性能，可以发现本发明在长度为nt＝1000，对帧头开始的数据进行定时估计，rmse性能在0.009～0.05，而且该方法超过传统的4倍过采样信号的平方率定时估计算法性能。

图5为采用qpsk调制时，采样偏差为0.375时的2倍过采样信号的奇数点与偶数点对应的星座点，可见星座图都交叉。经过定时后的星座点如图6所示，信号集中在4个点上，其它的零散点是uw序列对应的星座点。可见通过本发明方法，最佳星座点信号得到重建。

以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。