一种多载波互补码单码循环移位多址接入方法与流程

[0001]
本发明涉及通信领域，具体涉及一种多载波互补码单码循环移位多址接入方法。
技术背景
[0002]
为了支持未来指数倍增长的无线接入网络的需求，非正交多址接入(noma)受到了广泛的关注，noma在有限的频谱资源下，相比于正交多址接入(oma)可支持更多的用户通信，能够显著地提高频谱效率。然而现有的noma技术均存在“干扰控制”层面的缺陷。例如，功率域noma技术，要求多用户的信号在功率上存在差异性，从而对信号处理技术以及组网技术造成严重负担；再如，码域noma(cd-noma)技术中用户签名码的设计和解码问题，为了抑制多用户的干扰，在接收端，系统需要设计复杂的干扰消除算法，如sic算法、mpa算法、bp算法等，呈指数倍计算复杂度增长的迭代算法限制现有码域noma技术有效应用。因此，一种可采用线性译码方法的cd-noma技术亟待解决。其根本原因是传统的noma技术在地址码池扩展过程中，放宽地址码相关特性限制，甚至造成地址码强相关等，从而导致多用户在传输过程中严重的多址干扰问题。
[0003]
例如，中国发明专利申请号201110448260.1公开一种基于互补码的跳码多址接入方法，每个用户根据跳码图样对发送数据进行跳码扩频，然后将扩频后的信号调制到各个子载波并利用天线输出至信道。在接收端，对接收到的信号进行载波解调、解扩、等增益合并后恢复原始数据。但是，随着用户的增多，跳码系统的随机碰撞概率也随之增加，最终，导致跳码多址接入性能恶化。
[0004]
再例如，中国发明专利申请号201911038068.8公开一种单码循环移位多址接入系统的下行链路通信方法，所述方法包括：步骤1，构建m-iccs码矩阵，步骤2，处理iccsma系统发射端信号，步骤3，对iccsma系统接收端正交支路中iccs码相关矩阵进行估计，步骤4，对iccsma系统接收端的同相支路中的信息数据进行检测。该发明专利提出m序列单码循环移位的方式扩展地址码池，所扩展的地址码可满足更多用户noma传输。但是，该系统采用单载波的传输方式及地址码非理想的相关特性等因素，导致在宽带无线通信中引入复杂的多址干扰，造成“软容量”的限制。


技术实现要素：

[0005]
针对多址接入过程中地址码数量受限导致无法满足海量用户连接的需求，本发明提出了一种多载波互补码单码循环移位多址(complementary coded identical code cyclic shift multiple access，cc-iccsma)接入方法。
[0006]
本发明所述方法包括以下步骤：
[0007]
步骤1，通过循环移位原始的互补码c(1，m，n)构建多载波cc-iccs地址码；
[0008]
步骤2，构建下行多载波cc-iccsma发送端并对cc-iccsma系统发送信号进行处理；
[0009]
步骤3，构建下行多载波cc-iccsma接收端，对cc-iccsma系统接收信号进行处理。
[0010]
进一步地，步骤1所述通过循环移位原始的互补码c(1，m，n)构建多载波cc-iccs地
址码，包括以下步骤：
[0011]
步骤1.1，选择原始的互补码c(1，m，n)，其中，m和n分别表示互补码子序列(子码)的数目及子序列的码长，第m个子码序列表示为c
m
＝[c
m，1
，c
m，2
，...，c
m，n
],其中c
m，n
∈{+1，-1},m∈{1，2，...，m},n∈{1，2，...，n}，互补码序列表示为下式(1)：
[0012][0013]
互补码序列的自相关通过对m个子码序列移位求和获得，具体的自相关函数表示为下式(2)：
[0014][0015]
上式(2)中：0≤δ≤n，表示两个码字之间码片移位，且由式(2)看出，互补码具备理想的自相关性，即在除了δ＝0外，任意移位下互补码的相关性的值都为0；
[0016]
步骤1.2，构造循环移位矩阵，辅助cc-iccs地址码构造，因此，一个n
×
n的循环移位矩阵ψ
(k)
表示为下式(3)：
[0017][0018]
步骤1.3，利用所构造的循环移位矩阵对地址码数目扩展，其中所扩展的第k个用户的cc-iccs地址码可表示为下式(4)，
[0019][0020]
上式(4)中：通过iccs方法扩展的地址码池，在没有码片移位的前提下，cc-iccs地址码之间仍然具备理想的正交性，所构造的新地址码可用于多用户共享通信。
[0021]
进一步地，步骤2所述构建下行多载波cc-iccsma发送端并对cc-iccsma系统发送信号进行处理，包括以下步骤：
[0022]
步骤2.1，对发送端同向支路进行扩频处理：
[0023]
在同向支路，利用地址码c
(k)
对第k个用户的信源进行扩频处理，再将扩频后的信息调制到m个并行子载波上，其中，b为数据帧长度，则第m
个子载波的发送信号表示为下式(5)：
[0024][0025]
上式(5)中：e表示各用户信息序列的传输功率，t
b
表示比特间隔，t
b
＝nt
c
,t
c
表示码片间隔且t
c
＝m/b
w
,b
w
表示带宽，然后，用户k的扩频码中第m个子码序列表示为下式(6)：
[0026][0027]
上式(6)中：q(t)表示单位方波；
[0028]
步骤2.2，同向支路扩频信号插入csi导频：
[0029]
信号扩频后，每个用户插入唯一的csi导频信息，其中，csi导频信息在接收端用于信道估计，并且需要在导频与数据之间插入保护间隔，以用于消除由多径造成的信号干扰，在此，保护间隔的持续时间τ需要大于等于信道的最大的时延扩展，在各子载波上对所有用户扩频后的信号非正交合并从而获得m个并行数据流，然后数据流分别被调制到m个正交子载波上，因此，同向支路信号表示为下式(7)：
[0030][0031]
上式(7)中：f
m
表示第m个子载波；
[0032]
步骤2.3，进行发送端的正交支路mai导频扩频：
[0033]
在正交支路的信号处理过程，本发明提出一种特殊的数据结构，引入mai导频构造iccs相关矩阵，iccs相关矩阵在接收端信号检测中起到重要的作用，在此，mai导频信息定义为下式(8)：
[0034][0035]
上式(8)中：u
(q，k)
∈{1，-1}表示用户k导频比特信息，表示用户k的cc-iccs码中第m个子码序列；
[0036]
步骤2.4，构建发送端的数据结构：
[0037]
每一个用户的扩频码分别用于同向支路的数据信号扩频和正交支路mai导频信息扩频。在正交支路中，所有的mai导频以时分复用方式传输，各用户之间引入保护间隔用于避免多径干扰，因此，在正交支路的导频结构表示为下式(9)：
[0038][0039]
上式(9)中：0表示持续时间为τ的保护间隔，此外，在mai导频前引入csi导频用于接收端的信道估计，经过多载波调制后，正交支路的发送信号可表示为下式(10)：
[0040][0041]
步骤2.4，合并同向支路与正交支路发送信号：
[0042]
合并同向支路s
(i)
(t)与正交支路s
(q)
(t)的发送信号，并采用多载波技术利用天线发送到无线信道，信号经历多径信道后到达接收端；
[0043]
进一步地，步骤3所述构建下行多载波cc-iccsma接收端，对cc-iccsma系统接收信
号进行处理，包括以下步骤：
[0044]
步骤3.1，处理正交支路接收mai估计信号：
[0045]
在接收端，观测到的第κ个用户在第m个子载波的信号为下式(11)：
[0046][0047]
上式(11)中：是信道矩阵中h
m，0
的虚部部分，信道矩阵的维度为的维度为l是多径的径数，上式(11)中：
[0048][0049]
在宽带通信系统中，通常，多径的时延比符号周期更长，为了不失一般性，考虑l＞n，其中n表示码长，在正交支路传输过程中，基于tdm的传输结构及保护间隔的插入能够避免多址干扰问题；
[0050]
步骤3.2对正交支路接收mai估计信号进行均衡处理：
[0051]
针对用户的多径扩展问题，在接收端，首先在接收信号中提取csi导频，并进行信道估计，根据估计后的信道状态信息设计mmse信道均衡器恢复接收信号，在此，mmse信道均衡器表示为下式(12)：
[0052][0053]
上式(12)中：i表示单位对角矩阵，单位对角矩阵维度为n
×
n的矩阵，σ
2
表示噪声方差，对第m个子载波进行信道均衡后，得到下式(13)：
[0054][0055]
上式(13)中，ζ
(q)
表示mmse均衡输出的噪声项；
[0056]
步骤3.3正交支路中第m个子载波均衡后的信号通过iccs匹配滤波器，其输出序列的元素可表示为下式(14):
[0057][0058]
上式(14)中，u
(q，k)
表示第k个用户在第m个子载波上mai导频信号，表示iccs匹配滤波器第m个子载波的本地码序列，当各个用户的mai导频信号p
(q)
通过iccs匹配滤波器后，可获得一个维度k
×
k的第m子载波的iccs相关子矩阵，其表达式为下式(15)：
[0059][0060]
然后，合并每一个子载波的iccs相关子矩阵，从而，获得cc-iccs相关矩阵，即然后，将反馈到同向支路用于数据检测；
[0061]
步骤3.4对同向支路数据均衡处理过程：
[0062]
在同向支路数据传输过程中，不失一般性，在此关注第κ个用户信号处理过程，其中κ∈{l，
…
，k}，因此，第κ个用户第i个符号块的表达式为下式(16)：
[0063][0064]
上式(12)中，表示传输的数据信号表示多址干扰。在此，假设接收端能够获得完美的信道状态信息，并应用mmse均衡器对接收信号均衡，均衡后的信号表示为下式(17)：
[0065][0066]
步骤3.5对同向支路均衡后的信号通过iccs匹配滤波器，消除多址干扰，均衡后的信号被传送到iccs匹配滤波器中，然后，合并所有子载波的信号，所获得的信号表示为下式(17)-(19)：
[0067][0068]
其中：
[0069][0070][0071]
信号经过iccs匹配滤波器后，可获得向量为了消除mai干扰，需要将乘以由正交路反馈得到的矩阵，需要说明的是，cc-iccs地址码在同步/
准同步通信系统中仍然会满足理想的互相关性，故所构造的iccs相关矩阵近似为对角矩阵，则理想用户κ所恢复的信息比特可以表示为下式(20)：
[0072][0073]
上式(20)中，表示用户κ的理想信号，j
(i，κ)
表示用户剩余的mai干扰，为噪声项。
[0074]
本发明所述方法具有的优越效果在于：
[0075]
1，本发明所述方法基于cc-iccsma的过载通信系统，码字扩展通过循环移位cc地址码获得，其单码支持用户数能够扩展为原来的n倍，系统的过载率为n/m～n。
[0076]
2，将iccs用于一族cc序列时，用户容量可扩展原来n/m～n倍。
[0077]
3，本发明所述方法提供一种可满足线性均衡的非正交多址接入方法，显著降低系统的译码复杂度，具有广泛的使用价值。
[0078]
4，本发明所述方法所提出的cc-iccsma系统打破了用户接入数目受地址码数目的限制，为未来提供一种新的noma方案支持更多用户通信。
[0079]
5，本发明所述方法的签名码资源通过循环移位的方式被扩展，从而实现单个地址码本支持多用户多址接入的通信方案，另外，通过循环移位扩展的地址码本在同步通信时，仍然具备完美的正交性，能够有效克服接收端的部分多址干扰；对于剩余的复合干扰如多径干扰，多址干扰，本发明所述方法构建了单码循环移位信号检测方案，具体来讲，引入mai导频估计系统干扰，然后将估计后的信息反馈给数据链路并用于干扰均衡。
附图说明
[0080]
图1为本发明所述方法的下行多载波cc-iccsma系统发送端框图；
[0081]
图2为本发明所述方法的下行多载波cc-iccsma系统数据结构图；
[0082]
图3为本发明所述方法的下行多载波iccsma系统接收端框图；
具体实施方案
[0083]
现结合说明书附图1～3详细描述本发明所述方法的具体实施方式。
[0084]
本发明所述方法包括以下步骤：
[0085]
步骤1，通过循环移位原始的互补码c(1，m，n)构建多载波cc-iccs地址码；
[0086]
步骤2，构建下行多载波cc-iccsma发送端并对cc-iccsma系统发送信号进行处理；
[0087]
步骤3，构建下行多载波cc-iccsma接收端，对cc-iccsma系统接收信号进行处理。
[0088]
进一步地，步骤1所述通过循环移位原始的互补码c(1，m，n)构建多载波cc-iccs地址码，包括以下步骤：
[0089]
步骤1.1，选择原始的互补码c(1，m，n)，其中，m和n分别表示互补码子序列(子码)的数目及子序列的码长，第m个子码序列表示为c
m
＝[c
m，1
，c
m，2
，...，c
m，n
],其中c
m，n
∈{+1，-1},m∈{1，2，...，m},n∈{1，2，...，n}，因此互补码序列表示为下式(1)：
[0090][0091]
互补码序列的自相关通过对m个子码序列移位求和获得，具体的自相关函数表示为下式(2)：
[0092][0093]
上式(2)中：0≤δ≤n，表示两个码字之间码片移位，且由式(2)看出，互补码具备理想的自相关性，即在除了δ＝0外，任意移位下互补码的相关性的值都为0；
[0094]
步骤1.2，构造循环移位矩阵，辅助cc-iccs地址码构造，因此，一个n
×
n的循环移位矩阵ψ
(k)
表示为下式(3)：
[0095][0096]
步骤1.3，利用所构造的循环移位矩阵对地址码数目扩展，其中所扩展的第k个用户的cc-iccs地址码表示为下式(4)，
[0097][0098]
上式(4)中：通过iccs方法扩展的地址码池，在没有码片移位的前提下，cc-iccs地址码之间仍然具备理想的正交性，所构造的新地址码可用于多用户共享通信。
[0099]
进一步地，如图1所示，步骤2所述对cc-iccsma系统发送信号进行处理包括以下步骤：
[0100]
步骤2.1，对发送端同向支路进行扩频处理：
[0101]
在同向支路，利用地址码c
(k)
对第k个用户的信源进行扩频处理，再将扩频后的信息调制到m个并行子载波上，其中，b为数据帧长度，则第m个子载波的发送信号表示为下式(5)：
[0102][0103]
上式(5)中：e表示各用户信息序列的传输功率，t
b
表示比特间隔，t
b
＝nt
c
,t
c
表示码片间隔且t
c
＝m/b
w
,b
w
表示带宽，然后，用户k的扩频码中第m个子码序列表示为下式(6)：
[0104][0105]
上式(6)中：q(t)表示单位方波；
[0106]
步骤2.2，同向支路扩频信号插入csi导频：
[0107]
如图2所示，信号扩频后，每个用户插入唯一的csi导频信息，其中，csi导频信息在接收端用于信道估计，并且需要在导频与数据之间插入保护间隔，以用于消除由多径造成的信号干扰，在此，保护间隔的持续时间τ需要大于等于信道的最大的时延扩展，在各子载波上对所有用户扩频后的信号非正交合并从而获得m个并行数据流，然后数据流分别被调制到m个正交子载波上，同向支路信号表示为下式(7)：
[0108][0109]
上式(7)中：f
m
表示第m个子载波；
[0110]
步骤2.3，进行发送端的正交支路mai导频扩频：
[0111]
在正交支路的信号处理过程，本申请提出一种特殊的数据结构，如图3所示，引入mai导频构造iccs相关矩阵，iccs相关矩阵在数据块干扰消除中起到重要的作用，在此，mai导频信息定义为下式(8)：
[0112][0113]
上式(8)中：u
(q，k)
∈{1，-1}表示用户k导频比特信息，表示用户k的cc-iccs码中第m个子码序列；；
[0114]
步骤2.4，构建发送端的数据结构：
[0115]
每一个用户的扩频码分别用于同向支路的数据信号扩频和正交支路mai导频信息扩频。在正交支路中，所有的mai导频以时分复用方式传输，各用户之间引入保护间隔用于避免多径干扰，在正交支路的导频结构表示为下式(9)：
[0116][0117]
上式(9)中：0表示持续时间为τ的保护间隔，此外，在mai导频前引入csi导频用于接收端的信道估计，经过多载波调制后，正交支路的发送信号可表示为下式(10)：
[0118][0119]
步骤2.4，合并同向支路与正交支路发送信号：
[0120]
合并同向支路s
(i)
(t)与正交支路s
(q)
(t)的发送信号，并采用多载波技术利用天线发送到无线信道，信号经历多径信道后到达接收端；
[0121]
进一步地，步骤3所述构建下行多载波cc-iccsma接收端，对cc-iccsma系统接收信
号进行处理，包括以下步骤：
[0122]
步骤3.1，处理正交支路接收mai估计信号：
[0123]
在接收端，观测到的第κ个用户在第m个子载波的信号为下式(11)：
[0124][0125]
上式(11)中：是信道矩阵中h
m，0
的虚部部分，信道矩阵的维度为的维度为l是多径的径数，上式(11)中：
[0126][0127]
在宽带通信系统中，通常，多径的时延比符号周期更长，为了不失一般性，考虑l＞n，其中n表示码长，在正交支路传输过程中，基于tdm的传输结构及保护间隔的插入能够避免多址干扰问题；
[0128]
步骤3.2对正交支路接收mai估计信号进行均衡处理：
[0129]
针对用户的多径扩展问题，在接收端，首先在接收信号中提取csi导频，并进行信道估计，根据估计后的信道状态信息设计mmse信道均衡器恢复接收信号，在此，mmse信道均衡器表示为下式(12)：
[0130][0131]
上式(12)中：i表示单位对角矩阵，单位对角矩阵维度为n
×
n的矩阵，σ
2
表示噪声方差。对第m个子载波进行信道均衡后，得到下式(13)：
[0132][0133]
上式(13)中，ζ
(q)
通过mmse均衡输出的噪声项；
[0134]
步骤3.3正交支路中第m个子载波均衡后的信号通过iccs匹配滤波器，其输出序列的元素可表示为下式(14):
[0135][0136]
上式(14)中，u
(q，k)
表示第k个用户在第m个子载波上mai导频信号，表示iccs匹配滤波器第m个子载波的本地码序列，当各个用户的mai导频信号p
(q)
通过iccs匹配滤波器后，可获得一个维度k
×
k的第m子载波的iccs相关子矩阵，其表达式为下式(15)：
[0137][0138]
然后，合并每一个子载波的iccs相关子矩阵，从而，获得cc-iccs相关矩阵，即然后，将反馈到同向支路用于数据检测；
[0139]
步骤3.4对同向支路数据均衡处理过程
[0140]
在同向支路数据传输过程中，不失一般性，在此关注第κ个用户信号处理过程，其中κ∈{1，
…
，k}，因此，第κ个用户第i个符号块的表达式为下式(16)：
[0141][0142]
上式(16)中，表示传输的数据信号表示多址干扰，并应用mmse均衡器对接收信号均衡，均衡后的信号表示为下式(17)：
[0143][0144]
步骤3.5对同向支路均衡后的信号通过iccs匹配滤波器，iccs匹配滤波器如图3所示，消除多址干扰，均衡后的信号被传送到iccs匹配滤波器中，然后，合并所有子载波的信号，所获得的信号表示为下式(17)-(19)：
[0145][0146]
其中：
[0147][0148][0149]
信号经过iccs匹配滤波器后，可获得向量为了消除mai干扰，需要将乘以由正交路反馈得到的矩阵，需要说明的是，因为cc-iccs地址码在同
步/准同步通信系统中仍然会满足理想的互相关性，因此本专利所构造的iccs相关矩阵近似为对角矩阵，则理想用户κ所恢复的信息比特表示为下式(20)：
[0150][0151]
上式(20)中，表示用户κ的理想信号，j
(i，κ)
表示剩余的mai干扰，为噪声项。
[0152]
本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书界定。