一种低轨卫星通信动态时延和多普勒模拟方法与流程

[0001]
本发明属于通信领域，具体涉及一种利用分数时延滤波器实现的低轨卫星通信动态时延和多普勒模拟方法。


背景技术：

[0002]
低轨卫星运行轨道高度约为600km～1500km，其绕地球运行一圈的周期小于24小时。因此，低轨卫星无法像同步轨道卫星一样与地面接收端保持相对静止，而是与地面接收端之间存在相对运动。低轨卫星通过地面接收端的上方并与地面接收端通信的这段时间称为低轨卫星过顶过程。低轨卫星过顶过程中由于与地面接收端相对运动，与地面接收端的通信距离不断变化使得通信传输时延随之不断改变。与此同时，相对运动过程的通信也会引起多普勒频偏，不同时刻对应的多普勒频偏也在不断变化，导致地面终端的实际接收信号难以准确模拟。


技术实现要素：

[0003]
发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种低轨卫星通信动态时延和多普勒模拟方法，采用升采样和降采样处理使得卫星发送信号频带处于时延滤波器良好幅频响应的工作频段，进一步降低时延模拟系统的误差。
[0004]
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
[0005]
一种低轨卫星通信动态时延和多普勒模拟方法，基于低轨卫星过顶过程的通信距离不断变化，导致信号传输时延和多普勒频偏也随之实时改变。本方法根据低轨卫星与地面终端的实时通信距离计算出动态传输时延和动态多普勒频偏，并根据低轨卫星信号传输模型设计出相对应的动态时延模拟系统。卫星端的发送信号通过该动态时延模拟系统后即可模拟得到实时动态时延场景下的地面接收信号。本发明设计的动态时延模拟系统中动态时延滤波器不用实时计算滤波器系数，利用farrow结构只需输入实时时延即可更新滤波器系数，相较于其他方案结构简单，实现复杂度低，并且模拟结果精确，具体包括以下步骤：
[0006]
步骤1，利用低轨卫星运行轨道和地面终端的空间几何位置关系计算出低轨卫星过顶过程的实时动态通信距离，进而得到动态传输时延t
d
(t)和多普勒频偏δf(t)。
[0007]
步骤2，利用低轨卫星信号传输模型设计动态时延模拟系统，并根据低轨卫星传输信号过程中的动态传输时延更新模拟系统中动态时延滤波器的系数。
[0008]
步骤2.1，建立动态时延和多普勒场景下的低轨卫星信号传输模型：
[0009]
令低轨卫星发送的qam基带信号为u(t)，其表达式为：
[0010]
u(t)＝s
i
(t)+js
q
(t)
[0011]
其中，s
i
(t)为i路基带信号，s
q
(t)为q路基带信号，基带信号u(t)经过频率为f
c
的载频调制后得到发送信号s(t)，其表达式为：
[0012]
[0013]
其中，re为取实数的操作，j0为
[0014]
发送信号s(t)经过动态传输时延t
d
(t)后被地面终端接收。在不考虑信号衰减、多径传播因素，只考虑传输时延的情况下地面终端接收到的接收信号r(t)表达式：
[0015][0016]
接收信号r(t)经过周期为t
s
的采样后得到离散信号r(nt
s
)，再经过解调后变成离散基带信号u
′
(nt
s
)，其表达式：
[0017][0018]
其中，n＝1,2,...,n，n为离散基带信号u
′
(nt
s
)的采样数量。
[0019]
定义传输时延倍数d(n)表示第n个采样时刻的传输时延t
d
(nt
s
)与采样间隔t
s
的比值，其表达式为
[0020][0021]
其中，i(n)表示d(n)的整数部分，d(n)表示d(n)的小数部分。
[0022]
当d(n)＝0时，离散基带信号u
′
(nt
s
)表达式中的u(nt
s-t
d
(nt
s
))即为发送端的第 n-d(n)个离散基带信号u(nt
s-d(n)t
s
)。然而，当d(n)≠0时，u(nt
s-t
d
(nt
s
))并不是发送端的某个离散信号无法直接得到，需要用卫星端发送过的各离散基带信号u(nt
s
)表示。认为u(nt
s-t
d
(nt
s
))是卫星端发送的离散基带信号u(nt
s
)通过频率响应为h(e
jω
)≈e-jωd(n)
的fir滤波器后的输出信号。假设m阶因果fir滤波器的系数为h(i),i＝0,1,...,m-1，则动态时延场景下的低轨卫星信号传输模型为：
[0023][0024]
步骤2.2，设计动态时延模拟系统：当传输时延倍数d(n)较大时，将传输时延倍数d(n) 中整数部分和小数部分用两个模块级联分别予以实现，具体包括以下三个步骤：
[0025]
步骤2.2.1，设计队列结构实现传输时延倍数d(n)中整数部分i(n)：为了实现传输时延倍数d(n)中的整数部分i(n)，只需要将卫星端的发送信号延迟i(n)个采样间隔即可予以实现。为此，通过队列中“先入先出”的结构对卫星端的发送信号进行相应延迟输出，将卫星端的发送信号u(nt
s
)传输至队列结构中得到输出信号为u
i
(nt
s
)，其具体表达式为：
[0026]
u
i
(nt
s
)＝u((n-i(n))
·
t
s
)
[0027]
步骤2.2.2，设计动态时延滤波器实现传输时延倍数d(n)中小数部分d(n)：采用频率响应性能良好的拉格朗日插值滤波器作为动态时延滤波器，由于只需要实现传输时延倍数d(n) 中小数部分d(n)，进而动态时延滤波器的频率响应为h(e
jω
)≈e-jωd(n)
，因此，m阶拉格朗日插值滤波器系数表达式为：
[0028][0029]
m阶拉格朗日插值滤波器用farrow结构予以实现，即fir滤波器系数写成关于小数部分 d(n)的多项式形式。因此，用farrow结构实现的m阶拉格朗日插值滤波器系数表达式写成：
[0030][0031]
其中，d(n)
j
表示d(n)的j次方，m阶拉格朗日插值滤波器系数h(i)多项式中d(n)
j
项前系数a
i,j
通过展开m阶拉格朗日插值滤波器系数表达式得到。除此之外，a
i,j
通过计算m 阶范德蒙德矩阵的逆矩阵得到，由a
i,j
组成的m阶实数方阵a表达式为：
[0032][0033]
m阶实数方阵a只和滤波器阶数m有关，与传输时延无关。因此，更新动态时延滤波器时，预先计算出矩阵a的值，再向动态时延滤波器输入传输时延倍数d(n)中的小数部分d(n) 即得到实时动态滤波器系数，表达式为：
[0034][0035]
步骤2.2.3，设计乘法器实现信号传输模型中指数部分：通过乘法器将系数与分数时延滤波器的输出信号相乘，即可实现信号传输模型中的指数部分：
[0036]
步骤2.2.4，结合步骤2.2.1、步骤2.2.2和步骤2.2.3代入步骤2.1中的低轨卫星信号传输模型，得到动态时延模拟系统：
[0037][0038]
步骤3，将卫星端的发送信号进行升采样滤波处理后通过动态时延模拟系统，并将动态时延模拟系统的输出信号进行降采样处理模拟得到经过动态时延和多普勒频偏后的地面接收信号。
[0039]
优选的：所述步骤1中得到动态传输时延t
d
(t)和多普勒频偏δf(t)的方法：
[0040]
获取低轨卫星过顶过程中与地面终端实时通信距离l(t)，并计算出低轨卫星过顶过程的动态传输时延t
d
(t)和多普勒频偏δf(t)，其表达式分别为：
[0041][0042][0043]
其中，c为光速，f为卫星传输信号的载频频率，v为低轨卫星绕地球运行的线速度，θ(t) 为低轨卫星运行速度方向与低轨卫星到地面终端连线的夹角。
[0044]
优选的：所述步骤3中进行升采样滤波处理的方法：
[0045]
假设升采样速率为信号采样速率的p倍，即升采样的采样周期为经过升采样处理后的卫星发送信号写成：
[0046][0047]
其中，表示升采样处理后信号的第l个数据，l＝1,2,...,pn。
[0048]
升采样处理后的卫星发送信号经过m
lp
阶的低通滤波器后，得到低通滤波后的信号其表达式写成：
[0049][0050]
其中，h
lp
(i0)为m
lp
阶低通滤波器系数，i0＝0,1,...,m
lp-1。
[0051]
低通滤波后的信号经过队列结构的延迟后输入到动态时延滤波器中，再经过乘法器得到的接收信号为：
[0052][0053]
其中，i
′
(l)和d
′
(l)分别为升采样后的传输时延倍数d
′
(l)的整数部分和小数部分，而升采样后的传输时延倍数d
′
(l)表达式为
[0054][0055]
优选的：所述步骤3中进行降采样处理的方法：输出信号经过速率为p倍采样速率的降采样处理后即可得到降采样后信号u
′
(nt
s
)，其表达式为：
[0056]
优选的：在的时刻，将经过升采样和低通滤波后的信号写入队列数据结构中。与此同时，降采样模块在动态时延模拟系统输出端口读取接收信号动态时延模拟系统在每个间隔内根据i
′
(l)的取值变化情况完成相应操作：
[0057]
(a)若i
′
(l)保持不变时，则动态时延模拟系统在间隔内将队列中的一个数据移除队列，并将其送到动态时延滤波器的输入端。将时刻的时延小数部分d
′
(l)输入到farrow 结构的相应输入端，更新滤波器系数。
[0058]
(b)若i
′
(l)增加1时，则动态时延滤波器在间隔内将时刻的时延小数部分d
′
(l) 输入到farrow结构的相应输入端，更新滤波器系数。
[0059]
(c)若i
′
(l)减小1时，则动态时延滤波器在间隔内将队列中的两个数据移除队列，并依次将其送到动态时延滤波器的输入端。将时刻的时延小数部分d
′
(l)输入到farrow 结构的相应输入端，更新滤波器系数。
[0060]
优选的：通过计算模拟接收信号和理想接收信号y
n
之间的均方误差mse估计模拟的地面接收信号准确性，其表达式为：
[0061][0062]
其中，n为地面终端采样点总数。
[0063]
本发明相比现有技术，具有以下有益效果：
[0064]
1.本发明可以模拟出实时的动态时延场景下的地面终端接收信号，应用范围广。
[0065]
2.本发明采用的滤波器系数无需大量重复计算，利用farrow结构输入实时传输时
延即可实时更新滤波器系数，设计简单易于实现。
[0066]
3.本发明采用的升采样、降采样处理以及动态时延模拟系统的设计使得传输时延和多普勒频偏模拟系统得到的接收信号精确，信号失真度较低。
附图说明
[0067]
图1为本发明具体实施方式中流程图；
[0068]
图2为本发明具体实施方式中实现d(n)中整数部分i(n)的队列结构图；
[0069]
图3为本发明具体实施方式中实现d(n)中小数部分d(n)的5阶拉格朗日插值滤波器的 farrow结构图；
[0070]
图4为本发明具体实施方式中动态时延模拟系统结构示意图。
[0071]
图5为本发明具体实施方式中的系统整体框架示意图。
具体实施方式
[0072]
下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
[0073]
一种低轨卫星通信动态时延和多普勒模拟方法，如图1-5所示，具体包括以下步骤：
[0074]
步骤1，利用低轨卫星运行轨道和地面终端的空间几何位置关系计算出低轨卫星过顶过程的实时动态通信距离，进而得到动态传输时延t
d
(t)和多普勒频偏δf(t)。
[0075]
获取低轨卫星过顶过程中与地面终端实时通信距离l(t)，并计算出低轨卫星过顶过程的动态传输时延t
d
(t)和多普勒频偏δf(t)，其表达式分别为：
[0076][0077][0078]
其中，c为光速，f为卫星传输信号的载频频率，v为低轨卫星绕地球运行的线速度，θ(t) 为低轨卫星运行速度方向与低轨卫星到地面终端连线的夹角。
[0079]
步骤2，利用低轨卫星信号传输模型设计动态时延模拟系统，并根据低轨卫星传输信号过程中的动态传输时延更新模拟系统中动态时延滤波器的系数。
[0080]
步骤2.1，建立动态时延和多普勒场景下的低轨卫星信号传输模型：低轨卫星信号传输模型具体推导过程如下：
[0081]
令低轨卫星发送的qam基带信号为u(t)，其表达式为：
[0082]
u(t)＝s
i
(t)+js
q
(t)
[0083]
其中，s
i
(t)为i路基带信号，s
q
(t)为q路基带信号，基带信号u(t)经过频率为f
c
的载频调制后得到发送信号s(t)，其表达式为：
[0084][0085]
发送信号s(t)经过动态传输时延t
d
(t)后被地面终端接收。在不考虑信号衰减、多
径传播等因素，只考虑传输时延的情况下地面终端接收到的信号r(t)表达式可以写成：
[0086][0087]
接收信号r(t)经过周期为t
s
的采样后得到离散信号r(nt
s
)，再经过解调后变成离散基带信号u
′
(nt
s
)，其表达式可以写成：
[0088][0089]
其中，n＝1,2,...,n，n为离散基带信号u
′
(nt
s
)的采样数量。
[0090]
定义传输时延倍数d(n)表示第n个采样时刻(即t＝nt
s
)的传输时延t
d
(nt
s
)与采样间隔t
s
的比值，其表达式为：
[0091][0092]
其中，i(n)表示d(n)的整数部分，d(n)表示d(n)的小数部分。
[0093]
当d(n)＝0时，离散基带信号u
′
(nt
s
)表达式中的u(nt
s-t
d
(nt
s
))即为发送端的第 n-d(n)个离散基带信号u(nt
s-d(n)t
s
)。然而，当d(n)≠0时，u(nt
s-t
d
(nt
s
))并不是发送端的某个离散信号无法直接得到，需要用卫星端发送过的各离散基带信号u(nt
s
)表示。可以认为u(nt
s-t
d
(nt
s
))是卫星端发送的离散基带信号u(nt
s
)通过频率响应为 h(e
jω
)≈e-jωd(n)
的fir滤波器后的输出信号。。具体fir滤波器的设计见步骤(2.2.2)部分，这里假设m阶因果fir滤波器的系数为h(i),i＝0,1,...,m-1，则动态时延场景下的低轨卫星信号传输模型为：
[0094][0095]
步骤2.2，设计动态时延模拟系统：当传输时延倍数d(n)较大时，一般指传输时延倍数 d(n)大于1时，就认为传输时延倍数d(n)较大，当传输时延倍数d(n)较大时，系统的fir 滤波器频率响应会变得不理想、产生较大的仿真误差。为此将传输时延倍数d(n)中整数部分和小数部分用两个模块级联分别予以实现，具体包括以下三个步骤：
[0096]
步骤2.2.1，设计队列结构实现传输时延倍数d(n)中整数部分i(n)：为了实现传输时延倍数d(n)中的整数部分i(n)，只需要将卫星端的发送信号延迟i(n)个采样间隔即可予以实现。为此，通过队列中“先入先出”的结构对卫星端的发送信号进行相应延迟输出，队列结构如图2所示。将卫星端的发送信号u(nt
s
)传输至队列结构中得到输出信号为u
i
(nt
s
)，其具体表达式为：
[0097]
u
i
(nt
s
)＝u((n-i(n))
·
t
s
)
[0098]
步骤2.2.2，设计动态时延滤波器实现传输时延倍数d(n)中小数部分d(n)：由于d(n)中的整数部分i(n)已由步骤2.2.1实现，本步骤只需要实现d(n)中的小数部分d(n)即
可。为了设计步骤2.1中提及的频率响应为h(e
jω
)≈e-jωd(n)
的fir滤波器，采用频率响应性能良好的拉格朗日插值滤波器作为动态时延滤波器，由于只需要实现传输时延倍数d(n)中小数部分 d(n)，进而动态时延滤波器的频率响应为h(e
jω
)≈e-jωd(n)
，因此，m阶拉格朗日插值滤波器系数表达式为：
[0099][0100]
m阶拉格朗日插值滤波器用farrow结构予以实现，即fir滤波器系数写成关于小数部分 d(n)的多项式形式。因此，用farrow结构实现的m阶拉格朗日插值滤波器系数表达式又可以改写成：
[0101][0102]
其中，m阶拉格朗日插值滤波器系数h(i)多项式中d(n)
j
项前系数a
i,j
通过展开m阶拉格朗日插值滤波器系数表达式得到。除此之外，a
i,j
也可以通过计算m阶范德蒙德矩阵的逆矩阵得到，由a
i,j
组成的m阶实数方阵a表达式为：
[0103][0104]
可以发现，m阶实数方阵a只和滤波器阶数m有关，与传输时延无关。因此，更新动态时延滤波器时，预先计算出矩阵a的值，再向动态时延滤波器输入传输时延倍数d(n)中的小数部分d(n)即得到实时动态滤波器系数，表达式为：
[0105][0106]
图3给出了5阶拉格朗日插值滤波器的farrow结构图。
[0107]
步骤2.2.3，设计乘法器实现信号传输模型中指数部分：通过乘法器将系数与分数时延滤波器的输出信号相乘，即可实现信号传输模型中的指数部分：
[0108]
步骤2.2.4，结合步骤2.2.1、步骤2.2.2和步骤2.2.3代入步骤2.1中的低轨卫星信号传输模型，得到动态时延模拟系统：
[0109][0110]
步骤3，将卫星端的发送信号进行升采样滤波处理后通过动态时延模拟系统，并将动态时延模拟系统的输出信号进行降采样处理模拟得到经过动态时延和多普勒频偏后的地面接收信号。
[0111]
将卫星发送信号采用升采样和降采样处理，提高仿真精确性，具体包含以下两个步骤：
[0112]
步骤31，进行升采样滤波处理的方法：
[0113]
假设升采样速率为信号采样速率的p倍，即升采样的采样周期为经过升采样处理后的卫星发送信号写成：
[0114][0115]
其中，表示升采样处理后信号的第l个数据，l＝1,2,...,pn。
[0116]
升采样处理后的卫星发送信号经过m
lp
阶的低通滤波器后，得到低通滤波后的信号其表达式写成：
[0117][0118]
其中，h
lp
(i0)为m
lp
阶低通滤波器系数，i0＝0,1,...,m
lp-1。
[0119]
低通滤波后的信号经过队列结构的延迟后输入到动态时延滤波器中，再经过乘法器得到的接收信号为：
[0120][0121]
其中，i
′
(l)和d
′
(l)分别为升采样后的传输时延倍数d
′
(l)的整数部分和小数部分，而升采样后的传输时延倍数d
′
(l)表达式为
[0122]
[0123]
步骤32，进行降采样处理的方法：输出信号经过速率为p倍采样速率的降采样处理后即可得到降采样后信号u
′
(nt
s
)，其表达式为：
[0124]
根据上述步骤，可以设计出时延模拟系统结构和本专利的整体框架，分别如图4和图5 所示。在的时刻，将经过升采样和低通滤波后的信号写入队列数据结构中。与此同时，降采样模块在动态时延模拟系统输出端口读取接收信号动态时延模拟系统在每个间隔内根据i
′
(l)的取值变化情况完成相应操作：
[0125]
(a)若i
′
(l)保持不变时，则动态时延模拟系统在间隔内将队列中的一个数据移除队列，并将其送到动态时延滤波器的输入端。将时刻的时延小数部分d
′
(l)输入到farrow 结构的相应输入端，更新滤波器系数。
[0126]
(b)若i
′
(l)增加1时，则动态时延滤波器在间隔内将时刻的时延小数部分d
′
(l) 输入到farrow结构的相应输入端，更新滤波器系数。
[0127]
(c)若i
′
(l)减小1时，则动态时延滤波器在间隔内将队列中的两个数据移除队列，并依次将其送到动态时延滤波器的输入端。将时刻的时延小数部分d
′
(l)输入到farrow 结构的相应输入端，更新滤波器系数。
[0128]
优选的：通过计算模拟接收信号和理想接收信号y
n
之间的均方误差mse估计模拟的地面接收信号准确性，其表达式为：
[0129][0130]
系统框架中的降采样模块将动态时延滤波器的输出信号按照p倍采样速率进行降采样处理，即可得到最终地面终端接收信号的模拟值。
[0131]
为了估计本专利模拟的地面接收信号准确性，可以通过计算模拟接收信号和理想接收信号y
n
之间的均方误差mse反映，其表达式为：
[0132][0133]
其中，n为地面终端采样点总数。而模拟接收信号和理想接收信号y
n
表达式分别为：
[0134]
[0135][0136]
本发明采用升采样和降采样处理使得卫星发送信号频带处于时延滤波器良好幅频响应的工作频段，降低了时延模拟系统的误差。
[0137]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。