发端IQ矫正方法与流程

发端iq矫正方法
技术领域
1.本发明涉及通信领域，更为具体的，涉及发端iq矫正方法。


背景技术：

2.随着无线通信的发展，对器件的小型化、易集成等提出了越来越高的要求[1]。当前传统的超外插结构收发机严重制约了产业的发展，新型的零中频收发机以其结构简单、易于集成、功耗低、体积小的优势，逐渐受到了人们的关注成为这几年研究的热点[2～4]。然而在实际应用过程中由于受到器件工艺的限制，其同相和正交两条支路上的滤波器、放大器、混频器等器件无法做到完全一致，本振信号的两路输出也还达不到完全正交，因此i路和q路响应信号的输出会出现不平衡现象，表现为信号频谱出现镜像分量，镜像信号达到一定的功率将会导致主信号造成严重的失真，进而降低系统的动态范围，恶化系统的整体性能[5]。因此如何消除iq不平衡现象是当前研究的热点问题，有一定的实际意义。
[0003]
当前针对iq不平衡矫正问题有模拟域方式和数字域方式两类。模拟域通过优化电路结构、改变器件的布局方式来提高器件的一致性，进而降低iq不平衡的影响[6]，但利用该方式依然无法消除iq不平衡带来的损伤。随后，文献[7]报道了数字域的补偿方式，利用在信号中插入训练序列的方式，估算iq幅度和相位不平衡参数进而进行补偿，该方法结构简单，但是训练序列的引入也势必造成频谱资源的浪费，限制了系统的传输容量。近几年，人们将基于最小二乘方法的信道估计算法、稀疏矩阵算法、模拟退火算法等概念引入了iq矫正方法中都取得了喜人的成绩[8～10]，但是由于结构复杂、实现难度大，目前还无法在实际中商用，因此寻找一种简单、易于实现的算法是如今的迫切需求。
[0004]
零中频发射机的经典结构如图1所示，产生的基带信号拆分为i路和q路分别进入上下两条通路，上路信号经过dac转变为模拟信号后与cosωt相乘，下路则经过dac模块后与
‑
sinωt载波相乘，其中ω＝2πf，f表征载波频率，经过这一混频过程，发射机将中心频率为零的基带信号上变频至射频信号的中心频率点。在理想模型下，i路和q路的幅频和相频特性应该完全一致，q路与i路的本振幅度相同，相位相差90
°
。但是由于工艺原因，上述条件是非常难以满足的，因此存在iq不平衡现象，此时的模型如图2所示。
[0005]
图中：
[0006][0007]
其中，x
i
(t)和x
q
(t)表示i路和q路变频输出，i和q表征i路和q路输入信号，i
dc
和q
dc
表征i路和q路的直流分量，ω
lo
＝2πf
lo
，f
lo
代表载波频率，g表示i路和q路响应的幅度偏差，体现了i路和q路响应的相位偏差。将上式合并，得到输出结果为：
[0008][0009]
因此根据上述公式，得到的发端iq不平衡等效模型如图3所示。
[0010]
对于发端系统，iq不平衡是无法避免的，而造成这一现象的原因也是多方面的，包括调制器、本振、滤波器及dac等多个器件的工艺问题，都会造成iq不平衡这一现象。而这一现象最显著的特点就是会针对原始信号产生镜像频率分量，从而影响发端信号的信噪比。因此，如何降低iq不平衡的影响进而提高发射机的系统性能，是当前的研究热点，具有重要的实际意义。
[0011]
现有参考文献：
[0012]
[1]宗可，曹桂兴，闫忠文.数据通信微小卫星星座系统的发展及应用[j].航天器工程，2011，2：66.
[0013]
[2]戚秀真.零中频发射机设计与实现[j].电子科技，2014，27(3)：73.
[0014]
[3]sluk a,walsh d.transcutaneous electrical nerve stimulation:basic science mechanisms and clinical effectiveness[j].j pain,2003,4(3)：109.
[0015]
[4]peckham p h,knutson j s.functional electrical stimulation for neuromuscular applications[j].annu revi biomed engineer,2005,7(7)：327.
[0016]
[5]everett e,sahai a,sabharwal a,et al.passiveself
‑
interference suppression for full
‑
duplex infrastructure nodes[j].ieee transactions on wireless communications,2014,13(2)：680.
[0017]
[6]曹鹏，费元春.直接正交上变频的边带与本振泄露分析及优化设计[j].兵工学报，2004，25(6)：712.
[0018]
[7]gu c f,law c l,wu w.time domain iq imbalance compensation for wideband wireless systems[j].ieee communications letters,2010,14(6):539.
[0019]
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‑
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[0020]
[9]shu f,zhao j h,you x h,et al.an efficient sparse channel estimator combining time
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[0021]
[10]黄家骏，腾来，张朝杰，王春晖，朴成勇.基于模拟退火算法的i/q不平衡校正[j].浙江大学学报，2018，52(11)：2218。


技术实现要素：

[0022]
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种发端iq矫正方法，能够矫正发端信号的iq不平衡，同时避免收端iq不平衡对系统的影响，提升发端信号的信噪比，可实现性高，能够有效的降低镜像分量的影响，提升系统的性能，具有很强的实用价值等。
[0023]
本发明的目的是通过以下方案实现的：
[0024]
一种发端iq矫正方法，包括步骤：
[0025]
s1，发端分别发送多组信号tx，多组信号tx经过自相乘后进入接收通道进行处理后，分别得到多组信号rx；
[0026]
s2，多组信号rx与在收端产生的多组正弦信号进行互相关后，取互相关曲线最大值对应的信号来进行延迟相位估计。
[0027]
进一步地，在步骤s2中，还包括取互相关曲线最小值对应的信号来进行i路和q路dc误差估计、增益不平衡参数估计和相位不平衡参数估计。
[0028]
进一步地，在步骤s1中，发端分别发送三组信号tx1、tx2、tx3，分别表示为：
[0029][0030][0031][0032]
其中，t表示时间，i(t)表示发端i路发送信号，q(t)表示发端q路发送信号，ω0表示发送信号的角频率。
[0033]
进一步地，在步骤s2中，在收端产生的多组正弦信号包括四组正弦信号，分别表示为rx_1(i)、rx_2(i)、rx_3(i)、rx_4(i)，且每组信号包含n个频率相同，初始相位不同的信号，即：
[0034][0035][0036][0037][0038]
其中，n表示定义的正整数，i表示[0,n
‑
1]内选取的整数值。
[0039]
进一步地，在步骤s2中，三组信号tx1、tx2、tx3经过自相乘后进入接收通道进行处理后，分别得到三组信号rx1、rx2、rx3，然后与收端产生的四组正弦信号rx_1(i)、rx_2(i)、rx_3(i)、rx_4(i)进行互相关后取最大值，分别得到n1、n2、n3、n4，即：
[0040]
n1＝max{corr(rx1,rx_1(i))|
i＝0,1,2...n
‑1}
[0041]
n2＝max{corr(rx2,rx_2(i))|
i＝0,1,2...n
‑1}
[0042]
n3＝max{corr(rx3,rx_3(i))|
i＝0,1,2...n
‑1}
[0043]
n4＝max{corr(rx3,rx_4(i))|
i＝0,1,2...n
‑1}
[0044]
最大值对应的三组信号r1、r2、r3分别为：
[0045][0046][0047][0048]
其中，corr为互相关的标识符。
[0049]
进一步地，在步骤s2中，设i路dc偏差的范围[
‑
g_i
max
，+g_i
max
]，将其分为n
i
+1份，则发端发送信号tx表示为：
[0050][0051][0052]
其中i＝[0,1,
…
n
i
]，接收到的n
i
+1组信号，分别与r1做互相关，相关值最小对应的δ
i
＝e
i
(k0)为i路dc误差的估计值：
[0053][0054][0055]
其中，e
i
(i)表示测量时发端i路信号dc补偿数值，n
i
表示设置的等分值，i(i)表示发端i路信号输出，q(i)表示发端q路信号输出，k0表示互相关后找到的最小值对应的i值，δ
i
为得到的i路dc误差估计值。
[0056]
进一步地，在步骤s2中，设q路dc偏差的范围为[
‑
g_q
max
，+g_q
max
]，将其分为n
q
+1份，则发端发送信号tx表示为：
[0057][0058][0059]
其中i＝[0,1,
…
n
q
]，接收到的n
i
+1组信号，分别与r2做互相关，相关值最小对应的δ
q
＝e
q
(k1)为q路dc误差估计值：
[0060][0061][0062]
其中，e
q
(i)表示测量时发端q路信号dc补偿数值，n
q
表示设置的等分值，k1表示互相关后找到的最小值对应的i值，δ
q
为得到的q路dc误差估计值。
[0063]
进一步地，设增益不平衡参数的范围[
‑
g
max
，+g
max
]，将其分为n
g
+1份，则发送信号tx表示为：
[0064][0065][0066]
其中i＝[1,
…
n
g
+1]，接收到的n
g
+1组信号，分别与r2、r3做互相关，相关最小值求平均后对应的g
t
＝e
g
(k2)为增益不平衡参数估计值：
[0067][0068][0069]
其中，e
g
(i)表示测试所用的增益不平衡估计值，n
g
表示设置的等分值，k2表示互相关后找到的最小值i值，随后做平均；g
t
为得到的增益不平衡参数估计值。
[0070]
进一步地，设相位不平衡的参数范围将其分为份，则发端发送信号tx表示为：
[0071][0072][0073]
其中接收到的组信号，分别与r2、r3做互相关，相关最小值求平均后对应的为相位不平衡参数估计值：
[0074][0075][0076]
其中，表示测试所用的i、q两路相位不平衡估计值，表示设置的等分值，k3表示互相关后找到的最小值i值，随后做平均；为得到的相位不平衡参数估计值。
[0077]
进一步地，在步骤s1中，多组信号tx经过自相乘后进入接收通道进行处理包括进行滤波和放大处理。
[0078]
本发明的有益效果是：
[0079]
本发明的方法简单，无需增加额外的器件或设备，仅通过该方法可在系统初始化过程中完成，可实现性高；
[0080]
利用本发明的能够有效的降低镜像分量的影响，提升系统的性能；
[0081]
本发明的方法能够避免接收机iq不平衡的影响，因此具有很强的实用价值。
附图说明
[0082]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本
发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0083]
图1为经典发射机结构图；
[0084]
图2为发端iq不平衡原理图；
[0085]
图3为发端iq不平衡等效模型图；
[0086]
图4为发端iq矫正方案构架图；
[0087]
图5为发端余弦信号频谱图；
[0088]
图6为发端余弦信号上变频后频谱图；
[0089]
图7为发端信号自相乘后频谱图；
[0090]
图8为收端滤波后频谱图；
[0091]
图9为接收信号与收端cos信号互相关曲线；
[0092]
图10为发端正弦信号频谱图；
[0093]
图11为发端余弦信号上变频后频谱图；
[0094]
图12为发端信号自相乘后频谱图；
[0095]
图13为收端滤波后频谱图；
[0096]
图14为接收信号与收端sin信号互相关曲线图；
[0097]
图15为发端单音信号频谱图；
[0098]
图16为发端单音信号上变频后频谱图；
[0099]
图17为发端单音信号自相乘后频谱图；
[0100]
图18为收端滤波后频谱图；
[0101]
图19为接收信号与收端2cos信号互相关曲线图；
[0102]
图20为接收信号与收端2sin信号互相关曲线图；
[0103]
图21为发端余弦信号频谱图；
[0104]
图22为发端信号自相乘后频谱图；
[0105]
图23为发端信号自相乘后频谱图；
[0106]
图24为收端滤波后频谱图；
[0107]
图25为20组接收信号与收端cos信号互相关曲线图；
[0108]
图26为发端余弦信号频谱图；
[0109]
图27为发端正弦信号上变频后频谱图；
[0110]
图28为发端信号自相乘后频谱图；
[0111]
图29为收端滤波后频谱图；
[0112]
图30为20组接收信号与收端sin信号互相关曲线图；
[0113]
图31为发端单音信号频谱图；
[0114]
图32为发端单音信号上变频后频谱图；
[0115]
图33为发端信号自相乘后频谱图；
[0116]
图34为收端滤波后频谱图；
[0117]
图35为20组接收信号与收端2cos信号互相关曲线图；
[0118]
图36为发端单音信号频谱图；
[0119]
图37为发端单音信号上变频后频谱图；
[0120]
图38为发端信号自相乘后频谱图；
[0121]
图39为收端滤波后频谱图；
[0122]
图40为20组接收信号与收端2cos信号互相关曲线图。
具体实施方式
[0123]
本说明书中所有实施例公开的所有特征，或隐含公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合和/或扩展、替换。
[0124]
为使本领域人员更易理解本发明的思想和技术方案改进思路，现对本发明的原理进行分步详细说明如下：
[0125]
首先，根据图3所示，经过发射机的iq不平衡过程，tx信号输出如下：
[0126][0127]
tx端并不会直接发送信号，而是进行自相乘，得到：
[0128][0129]
自相乘后信号通过天线发出，rx端接收到信号后经过滤波和放大后直接pd接收，避免经过rx端的下变频和滤波等作用，因此rx端的两路pd误差、本振泄露和滤波器幅频响应差异的影响都会被去除，不会影响接收信号，收端收到的信号恶化全部来自发端的iq不平衡的影响。在b2b传输时收端rx收到的信号与发射信号一致，根据式(3
‑
2)本发明发现，当发端发送：
[0130][0131]
其中ω0在传输带宽范围内定义的频点，带入公式，得到：
[0132][0133]
从上式可以看出，其中频点上的信息为其中g表示i路和q路响应的幅度偏差，体现了i路和q路响应的相位偏差，i
dc
和q
dc
表征i路和q路得直流分量。那么根据上述分析，本发明发现当iq两路完全平衡时，频点应该不携带信息，因此其目标函数应该为零。由于所涉及的不均衡参数有三个，不容易寻找到自洽的最佳值，因此这里本发明仅寻找最佳的δ
i
，以抵消i
dc
的影响。通过在发端设置不同的δ
i
值，将其送入图4所示的发射机结构中，接收端对信号进行傅里叶变换，记录频谱中频点的幅
度。轮询过后寻找幅度的最小值，其对应的δ
i
记为i
dc
的估计参数。
[0134]
随后本发明发送另一组数据：
[0135][0136]
带入公式，得到：
[0137][0138]
从上式可以看出，其中频点上的信息为那么根据分析，本发明发现当iq两路完全平衡时，频点应该不携带信息，因此其目标函数应该也为零。由于所涉及的不均衡参数有三个，不容易寻找到自洽的最佳值，因此这里本发明仅寻找最佳的δ
q
，以抵消q
dc
的影响。通过在发端设置不同的δ
q
值，将其送入图4所示的发射机结构中，接收端对信号进行傅里叶变换，记录频谱中频点的幅度。轮询过后寻找幅度的最小值，其对应的δ
q
记为q
dc
的估计参数。
[0139]
随后本发明发送信号：
[0140][0141]
带入公式，得到：
[0142][0143]
从上式可以看出，其中频点上的信息为那么根据分析，本发明发现当iq两路完全平衡时，频点应该不携带信息，因此其目标函数应该也为零。因此这里本发明寻找最佳的g
t
和以抵消g和的影响。通过在发端分别设置不同的g
t
和值，将其送入图4所示的发射机结构中，接收端对信号进行傅里叶变换，记录频谱中频点的幅度。轮询过后寻找幅度的最小值，其对应的g
t
记为g的估计参数，记为的估计参数。
[0144]
基于上述原理分析，本发明的具体实施例中包括如下步骤：
[0145]
根据发端iq矫正方法的描述，利用matlab仿真进行验证，其中主要的参数如下表1所示，其系统的仿真流程包括了延迟误差搜寻、i路dc offset估计、q路dc offset估计、增益不平衡参数估计、相位不平衡参数估计。
[0146]
表1.发端矫正参数设置参考表
[0147]
[0148]
[0149][0150]
利用上述参数进行仿真验证，包括如下步骤：
[0151]
1、生信号：
[0152][0153]
其频谱如图5所示，图中峰值对应的频率分别为
±
0.1mhz，与表1置的单音信号频率一致。
[0154]
2、该信号进入具有iq不平衡参数的发端射频模型中，其输出频谱如图6所示，图6中
±
0.4mhz信号表征i路和q路的dc offset造成的影响，
±
0.3mhz和
±
0.5mhz信号表示余弦信号上变频后信号。
[0155]
3、经过射频输出后的信号进行自相乘，其函数表示为：
[0156][0157]
其输出频谱如图7所示，图7中可以看出，信号不仅包括零频信号，还包括正负一倍频信号
±
0.1mhz和正负二倍频信号
±
0.2mhz。
[0158]
4、该输出进入收端进行滤波，滤波后信号频谱如图8示，图8中仅保留了接收机带宽内的信号，其他周期信号被滤除。
[0159]
5、接收到的信号与收端不同相位的信号进行互相关，收端信号为：
[0160][0161]
其中n表征将2π分为n份，i＝[0,1,2...n
‑
1]，2π(i
‑
1)/n代表每一个相位值。这里设置为64个等分的相位。接收信号与上述cos信号相关后曲线如图9示.
[0162]
由上发现，最大值在19的位置，滤波器等的延迟对应的相位误差为101.25
°
，因此本发明将收端产生的第一曲线设置为：
[0163][0164]
6、发端产生信号：
[0165][0166]
其频谱如图10，图中峰值对应的频率分别为
±
0.1mhz，与表1置的单音信号频率一致。
[0167]
7、该信号进入具有iq不平衡参数的发端射频模型中，其输出频谱如图11，图11中，
±
0.4mhz信号表征i路和q路的dc offset造成的影响，
±
0.3mhz和
±
0.5mhz信号表示余弦信号上变频后信号。
[0168]
8、经过射频输出后的信号进行自相乘，其函数表示为：
[0169][0170][0171]
其输出频谱如图12所示，图12中可以看出，信号不仅包括零频信号，还包括正负一倍频信号
±
0.1mhz和正负二倍频信号
±
0.2mhz。
[0172]
9、该输出进入收端进行滤波，滤波后信号频谱如图13所示，图13中仅保留了接收机带宽内的信号，其他周期信号被滤除。
[0173]
10、接收到的信号与收端不同相位的信号进行互相关，收端信号为：
[0174][0175]
其中n表征将2π分为n份，i＝[0,1,2...n
‑
1]，2π(i
‑
1)/n代表每一个相位值。这里设置为64个等分的相位。接收信号与上述信号最相关后曲线如图14所示。本发明发现最大值在19的位置，滤波器等的延迟对应的相位误差为101.25
°
，因此本发明将收端产生的第一曲线设置为：
[0176][0177]
11、发端产生信号：
[0178][0179]
其频谱如图15所示，图15中峰值对应的频率分别为0.1mhz，与表1设置的单音信号频率一致。
[0180]
12、该信号进入具有iq不平衡参数的发端射频模型中，其输出频谱如下：图中
±
0.4mhz信号表征i路和q路的dc offset造成的影响，
±
0.3mhz和
±
0.5mhz信号表示正余弦信号上变频后信号。
[0181]
13、经过射频输出后的信号进行自相乘，其函数表示为：
[0182][0183]
其输出频谱如图17所示，图17中可以看出，信号不仅包括零频信号，还包括正负一倍频信号
±
0.1mhz和正负二倍频信号
±
0.2mhz。
[0184]
14、该输出进入收端进行滤波，滤波后信号频谱如图18所示，图中仅保留了接收机带宽内的信号，其他周期信号被滤除。
[0185]
15、接收到的信号与收端不同相位的信号进行互相关，收端信号为：
[0186][0187][0188]
其中n表征将2π分为n份，i＝[0,1,2...n
‑
1]，2π(i
‑
1)/n代表每一个相位值。这里设置为64个等分的相位。接收信号与上述信号最相关后曲线如图19和图20所示。本发明发现两条曲线的最大值都在19的位置，滤波器等的延迟对应的相位误差为101.25
°
，因此本发明将收端产生的第三曲线设置为：
[0189][0190]
16、寻找到准确的相位延迟后，发端进行i路dc矫正，产生信号：
[0191][0192][0193]
其频谱如图21所示，图中峰值对应的频率分别为
±
0.1mhz，与表1设置的单音信号频率一致，零频信号表征初始发送的dc矫正信号。
[0194]
17、该信号进入具有iq不平衡参数的发端射频模型中，其输出频谱如下：
[0195]
图中
±
0.4mhz信号表征i路和q路的dc offset造成的影响，
±
0.3mhz和
±
0.5mhz信号表示余弦信号上变频后信号。
[0196]
18、经过射频输出后的信号进行自相乘，其输出频谱如图23所示，图23中可以看出，信号不仅包括零频信号，还包括正负一倍频信号
±
0.1mhz和正负二倍频信号
±
0.2mhz。
[0197]
19、该输出进入收端进行滤波，滤波后信号频谱如图24所示，图24中仅保留了接收机带宽内的信号，其他周期信号被滤除。
[0198]
20、接收到的信号与收端存储的第一信号进行互相关之后保存数据，收端信号为：
[0199][0200]
随后20组不同i路dc测试数据逐一发送，分别与式(4
‑
16)进行互相关，得到的曲线如图25所示。本发明发现最低点位置对应的i路dc offset偏差为
‑
0.04，能完全补偿表1的i路dc初始误差值0.04。
[0201]
21、随后，发端进行q路dc矫正，产生信号：
[0202][0203][0204]
其频谱如图27所示，图27中峰值对应的频率分别为
±
0.1mhz，与表1设置的单音信号频率一致，零频信号表征初始发送的i路和q路dc矫正信号。
[0205]
22、该信号进入具有iq不平衡参数的发端射频模型中，其输出频谱如下：图中
±
0.4mhz信号表征i路和q路的dc offset造成的影响，
±
0.3mhz和
±
0.5mhz信号表示余弦信号上变频后信号。
[0206]
23、经过射频输出后的信号进行自相乘，其输出频谱如图28所示，图28中可以看出，信号不仅包括零频信号，还包括正负一倍频信号
±
0.1mhz和正负二倍频信号
±
0.2mhz。
[0207]
24、该输出进入收端进行滤波，滤波后信号频谱如图29所示，图29中仅保留了接收机带宽内的信号，其他周期信号被滤除。
[0208]
25、接收到的信号与收端存储的第一信号进行互相关之后保存数据，
[0209]
收端信号为：
[0210][0211]
随后20组不同q路dc测试数据逐一发送，分别与式(4
‑
19)进行互相关，得到的曲线如图30所示。本发明发现最低点位置对应的q路dc offset偏差为
‑
0.05，能完全补偿表4
‑
1的q路dc初始误差值0.05，因此补偿方法正确。
[0212]
26、随后，发端进行增益不平衡参数估计，产生信号：
[0213][0214][0215]
其频谱如图31所示，图中峰值对应的频率分别为
±
0.1mhz，与表1设置的单音信号频率一致，零频信号表征初始发送的i路和q路dc矫正信号。由于cos与sin信号的幅度不同，
因此关于零频对称的两个信号频点幅度不同。
[0216]
27、该信号进入具有iq不平衡参数的发端射频模型中，其输出频谱如下：
[0217]
图中
±
0.4mhz信号表征i路和q路的dc offset造成的影响，由于正确估计值的存在已经抵消，因此该频点无信号。
±
0.3mhz和
±
0.5mhz信号表示余弦信号上变频后信号。
[0218]
28、经过射频输出后的信号进行自相乘，其函数表示为：
[0219][0220]
其输出频谱如图33所示，图中可以看出，信号不仅包括零频信号，还包括正负二倍频信号
±
0.2mhz，由于i
dc
和q
dc
经过正确补偿后全部为零，因此根据上式和图片也能说明正负一倍频信号
±
0.1mhz处无信号。
[0221]
29、该输出进入收端进行滤波，滤波后信号频谱如图34所示，图34中仅保留了接收机带宽内的信号，其他周期信号被滤除。
[0222]
30、接收到的信号与收端存储的第三信号进行互相关之后保存数据，收端信号为：
[0223][0224]
随后20组不同增益测试数据逐一发送，分别与式(4
‑
26)进行互相关，得到的曲线如图35所示。本发明发现最低点位置对应的增益不平衡为1.05，与表1中设置的增益不平衡参数完全相同，因此估计算法正确。
[0225]
31、随后，发端进行相位不平衡参数估计，产生信号：
[0226][0227][0228]
其频谱如图36所示，图36中峰值对应的频率分别为
±
0.1mhz，与表1设置的单音信号频率一致，零频信号表征初始发送的i路和q路dc矫正信号。由于cos与sin信号的幅度不同，因此关于零频对称的两个信号频点幅度不同。
[0229]
32、该信号进入具有iq不平衡参数的发端射频模型中，其输出频谱如下：
[0230]
图中
±
0.4mhz信号表征i路和q路的dc offset造成的影响，由于正确估计值的存在已经抵消，因此该频点无信号。
±
0.3mhz和
±
0.5mhz信号表示余弦信号上变频后信号。
[0231]
33、经过射频输出后的信号进行自相乘，其函数表示为：
[0232][0233][0234]
其输出频谱如图38所示，图中可以看出，信号不仅包括零频信号，还包括正负二倍频信号
±
0.2mhz，由于i
dc
和q
dc
经过正确补偿后全部为零，因此根据上式和图片也能说明正负一倍频信号
±
0.1mhz处无信号。
[0235]
34、该输出进入收端进行滤波，滤波后信号频谱如图39所示，图39中仅保留了接收机带宽内的信号，其他周期信号被滤除。
[0236]
35、接收到的信号与收端存储的第三信号进行互相关之后保存数据，收端信号为：
[0237][0238]
随后20组不同增益测试数据逐一发送，分别与式(4
‑
27)进行互相关，得到的曲线如图40所示。本发明发现最低点位置对应的相位不平衡为5
°
，与表1中设置的增益不平衡参数完全相同，因此估计算法正确。
[0239]
本发明可用于产生iq不平衡的任意系统中，不限于宽带系统，窄带系统依然适用。
[0240]
除以上实例以外，本领域技术人员根据上述公开内容获得启示或利用相关领域的知识或技术进行改动获得其他实施例，各个实施例的特征可以互换或替换，本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。
[0241]
本发明功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，在一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)以及相应的软件中执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、移动硬盘、或者光盘等各种可以存储程序代码的介质，进行测试或者实际的数据在程序实现中存在于只读存储器(random access memory，ram)、随机存取存储器(random access memory，ram)等。