一种高动态下多种扩频体制通用接收机的实现方法

本发明属于扩频通信技术领域，具体涉及一种高动态低信噪比条件下多种扩频体制的通用接收机的实现方法。

背景技术：

扩频通信技术是一种信息传输技术，是扩展频谱通信技术的简称。扩展频谱通信技术是指在信道容量一定的情况下，增加频带宽度，从而可以在较低的信噪比的情况下传输信息的技术。扩展频谱通信技术按扩频方式的不同，可以分为直接序列扩频系统，跳频扩频系统，跳时系统和混合系统等。

直接序列扩频(dsss,directsequencespreadspectrum)就是直接用具有高码率的扩频序列采用各种调制方式在发射端将被传输信号的频谱进行扩展，在接收端再用相同扩频序列进行解扩，把在发射端展宽的扩频信号还原成原始信息。直接序列扩频技术具有很强的保密性能、很灵活的信道分配能力以及较强的抗多径、多址干扰能力，目前在个人通信网、无线局域网、移动通信、卫星通信、军事通信以及卫星测控等领域得到广泛的应用。

扩频接收机通常工作在高动态和低信噪比的情况下，高动态是指接收机载体与卫星的径向加速度大于4g(g＝9.8m/s²，为重力加速度)。直扩通信中的高动态体现在接收信号的多普勒频移上，主要有两层含义：(1)卫星的运动速度非常大，会引起较大的多普勒频移；(2)速度变化率大。低信噪比问题是指当接收机工作在恶劣的信道环境中时，信号经过长时间的传输后幅度非常微弱。此外，为了提高通信的保密性，一般会选择降低发射机的功率，这就使得直扩通信一般工作在低信噪比条件下。

同时，目前的直接序列扩频又分为相干直接序列扩频和非相干直接序列扩频两种扩频体制；相干直接序列扩频是指信息数据时钟与扩频码时钟为同源时钟，非相干直接序列扩频是相干直接序列扩频的一种特例，在该系统中，信息数据时钟与扩频码时钟为非同源时钟。所以为了实现针对多种扩频体制的通用接收机，就需要解决两个问题：1)非整周期扩频，指一组固定速率的伪随机码对原信息码元进行扩频，扩频之后的速率与伪随机码速率相同，而不取决于码元的信息速率和pn序列的长度；2)非对齐扩频，由于非相干直接扩频体制下信息速率时钟与码片速率时钟是不同源的，是由两个独立的晶振产生的，在较长的时间跨度下，两个时钟会存在误差波动。

为了实现多种扩频体制下的通用接收机，目前大多在接收机的入口先使用位同步环进行扩频码速率的同步，位同步环锁定后使用本地的扩频码对输入信号进行解扩，得到未扩频的信息流，后面就是通用的bpsk或qpsk等接收算法。这种方法的弊端主要有两点：1)扩频的增益只体现在信道的传输中，无法在高动态低信噪比的情况下对扩频信号进行解调。2)为实现通用的接收机需要设计复杂的架构，并且需要占用大量的片上资源。本发明针对以上问题实现了一种能够在高动态低信噪比情况下对非相干和相干直接序列扩频两种体制进行解调的通用接收机架构。

技术实现要素：

本发明的目的在于，提供一种高动态低信噪比情况下的多种扩频体制的通用接收机的实现方法，以解决现有通用接收机无法在高动态低信噪比情况下工作，架构复杂，占用资源多，不易于硬件实现的问题。

针对高动态低信噪比的场景，本发明中采用了多传感器信息融合方法对捕获和跟踪部分进行辅助运算，帮助接收机在高动态和低信噪比情况下进行捕获跟踪；本发明还通过保留相干直接序列扩频的接收机架构，在不进行解扩的情况下进行捕获和跟踪，体现出较强的抗信噪比性能。而针对多种扩频体制来说，为了实现一个通用的接收机架构，能够支持非相干直接序列扩频信号的解调，本发明在原有相干解调接收机架构的基础上添加了比特相位捕获模块，支持相干和非相干直接序列扩频两种体制的解调。

具体说来，本发明的接收机结构如图1所示包括：前级信号处理模块、多传感器信息融合模块、多普勒频率及码相位捕获模块、比特相位捕获模块、多普勒频率及扩频码跟踪解调模块等。

前级信号处理模块用于模数转换和数据速率匹配功能，同时将被采样后的信号进行中频搬移，易于后续处理；

多传感器信息融合模块提供了惯导、北斗等辅助信息的接口，使用了ekf算法对两者进行信息融合处理；

多普勒频率及码相位捕获模块通过将本地扩频序列与接收的信息进行相关处理，采用了频率串行捕获与基于fft的码相位并行捕获技术，并提供了接收辅助信息的接口，获得较为准确的频率和码相位值；

比特相位捕获模块通过使用动态滑窗运算，获得较为准确的比特相位值；

多普勒频率及扩频码跟踪解调模块采用了基于卡尔曼滤波技术的频率跟踪环和超前-滞后结构形式的延迟锁定码跟踪环，频率跟踪环提供了辅助信息的接口。为了实现多种扩频体制信号的解调解扩，本发明还增加了本地扩频码调整模块，结合捕获得到的码相位值和捕获相位值，调整本地扩频码，实现同步解调解扩。

在上述模块之间，前级处理模块为除多传感器信息融合模块以外的其他模块提供前级信号处理功能，处理后的信号会送入多普勒频率及码相位捕获模块和多普勒频率及扩频码跟踪解调模块中；多传感信息融合模块会将多普勒频率相关的辅助信息送入到多普勒频率及码相位捕获模块和多普勒频率及扩频码跟踪解调模块中；多普勒频率及码相位捕获模块和比特相位捕获模块会将捕获到的多普勒频率、扩频码相位、比特相位送入到多普勒频率及扩频码跟踪解调模块中去；最终多普勒频率及扩频码跟踪解调模块会解调输出基带信息。

具体的实现步骤如下：

s1，s1的总体步骤如图2所示。

模拟信号进入前级信号处理模块，模数转换部分将模拟信号进行采样得到128m左右的较高速率的ad数据流。ad数据流进入降采样模块，降采样模块可以将高速的ad数据流转化为可以被后级模块操作处理的16m左右的低速ad数据流，而后进入到调制模块，将信号搬移到固定的中频频率上，易于后续模块处理。”

s2，s2的总体步骤如图3所示。

来自北斗导航系统和安全仪表sins系统的两个不同的辅助信息进入到多传感器信息融合模块，辅助信息流包括信号接收端的位置信息以及速度、加速度信息，北斗系统和sins系统上的传感器产生的辅助信息进入到ekf(扩展卡尔曼滤波)数据融合模块中进行融合与滤波，并且在两次来自传感器的辅助信息数据更新期间通过线性外推得到当前时刻的多普勒频率和多普勒频率变化率。

s3，s3的总体步骤如图4所示。

ad数据流和当前时刻的多普勒频率进入iq(扩频序列同相支路和正交支路76)解调模块，解调载波频率由多普勒频率及码相位捕获模块控制。解调结果送至多普勒频率及码相位捕获模块内的相关计算模块求取解调信息序列与本地pn码的相关运算结果，随后由相关峰值统计模块统计每个频率对应的相关峰值，获取最大相关峰值的位置，从而获得整体的码相位和多普勒频率的估计值。

s4，ad数据流经iq解调模块解调后进入到比特相位捕获模块，经由内部滑窗运算后，由滑窗最大值统计模块获取滑窗运算模值最大值位置，并作为比特相位值传输给后级跟踪模块。

s5，总体步骤如图5所示。

ad数据流、多普勒频率捕获值、码相位捕获值、比特相位捕获值和辅助跟踪信息(当前时刻的多普勒频率变化率)进入到多普勒频率及扩频码跟踪解调模块当中。

首先码相位捕获之和比特相位捕获值会进入到本地扩频码调整模块，将非对齐的扩频码序列转化为对齐的扩频码序列，并将更新后的扩频码和根据两个相位值算出的码起始相位值送入到具有记忆性的本地扩频码振荡器中；而后ad数据流会从数据缓存模块输出，同捕获得到的多普勒频率，一同进行相干解调。

解调得到的同相和正交基带信号会和本地扩频码振荡器产生的提前、即时、滞后码进行序列相关，相关的结果分别送入到基于卡尔曼滤波的频率跟踪环中，同辅助跟踪信息进行滤波处理，得到本地中频的修正值送入到相干解调模块中修正本地中频。相关结果也同样会送入到码跟踪环，得到本地扩频码相位的修正值送入到本地扩频码振荡器当中，修正本地扩频码相位。

其中，s1具体包括以下步骤：

s11，模拟信号进入到数模转换模块，通过对模拟信号进行采样，得到高速率的ad数据流。

s12，高速率的ad数据无法直接用于后续解调处理，本发明在这里提供了两种数据速率转换的方法：第一种为使用级联的半带滤波器，高速的ad数据每经过一级半带滤波器，数据速率将变为原来的一半，通过多级半带滤波器的级联处理，可以将高速的ad数据变为可被后级模块处理的较低速ad数据流；第二种为使用重采样模块，考虑到ad时钟速率与需求的数据速率并不成整倍数关系的可能，采用了目前较为成熟的以拉格朗日插值法为原理的法罗滤波器信号重采样模块。

s13，将低速ad数据流进行调制处理，搬移到指定的中频fif上去，易于后续处理。考虑ad数据流速率为rad、发射端发射的带通信号带宽为bs、设计工作的多普勒频移fd为最大多普勒频移为±fmax的情况，此时根据低通采样定律，中频fif应满足：

化简条件可得：

由此即可确定应当搬移的中频fif。

考虑到输入信号为复信号则搬移后结果为

s2具体包括以下步骤：

s21，北斗导航系统和snis系统将北斗导航系统的传感器和snis系统的传感器获取的接收机载体位置、载体速度、载体加速度和载体姿态等信息送入到多传感器信息融合模块中。由于目前接收机所对接的卫星大多为静止轨道卫星，因此卫星位置(xs，ys，zs)可以视为已知且固定不变。此外，可以通过载体上的北斗导航系统获得接收机的位置(xu，yu，zu)。这样利用卫星坐标以及接收机坐标，可以计算得到接收机到卫星的方向向量。具体计算公式如下：

其中xs，ys，zs是卫星的坐标，xu，yu，zu是接收机的坐标，r为接收机到卫星的几何距离。

同时，接收机可以从载体上的snis系统中获得接收机的速度v和加速度a等信息。

s22，北斗系统和sins系统两路传感器的信息将送入到ekf数据融合模块中，得到接收机的位置、速度、加速度等相对运动参数。由于接收机的位置信息以及速度、加速度信息分别来自北斗导航系统的传感器和snis系统的传感器，因此需要使用ekf数据融合算法对这些信息进行融合滤波。ekf数据融合算法中的状态变量矩阵的设置如下：

x＝[xu，yu，zu，vux，vuy，vuz，aux，auy，auz]^t

其中xu、yu、zu代表ak信号(飞行器安全控制信号)接收端位置信息，vux、vuy、vuz代表ak信号接收端速度信息，aux、auy、auz代表ak信号接收端加速度信息。其中：

观测量矩阵设置如下：

z＝[xu，yu，zu，vux，vuy，vuz，aux，auy，auz]^t

由于t时刻的状态变量与t-1时刻的状态变量理论上存在如下递推关系：

xu，t＝xu.t-1+vux，t-1·ts+aux，t-1·ts²/2

yu，t＝yu.t-1+vuy，t-1·ts+auy，t-1·ts²/2

zu，t＝zu.t-1+vuz，t-1·ts+auz，t-1·ts²/2

vux，t＝vux，t-1+aux，t-1·ts

vuy，t＝vuy，t-1+auy，t-1·ts

vuz，t＝vuz，t-1+auz，t-1·ts

aux，t＝aux，t-1

auy，t＝auy，t-1

auz，t＝auz，t-1

其中xu，t、yu，t、zu，t代表t时刻ak信号(飞行器安全控制信号)接收端位置信息，xu.t-1、yu.t-1、zu.t-1代表t-1时刻ak信号(飞行器安全控制信号)接收端位置信息，vux，t-1、vuy，t-1、vuz，t-1代表t-1时刻ak信号接收端速度信息，aux，t-1、auy，t-1、auz，t-1代表t-1时刻ak信号接收端加速度信息，vux，t、vuy，t、vuz，t代表t时刻ak信号接收端速度信息，aux，t、auy，t、auz，t代表t时刻ak信号接收端加速度信息，ts代表观测量的更新时间间隔。因此，ekf数据融合算法中的状态转移矩阵设置如下：

观测矩阵设置如下：

h＝diag(1，1，1，1，1，1，1，1，1)

按照上述的矩阵设置，经过多次ekf迭代可以获得接收机较为准确的运动参数估计。

s23，在北斗导航系统的传感器和snis系统的传感器状态变量估计值更新之间，利用前一次更新得到的相对加速度估计值，采用对相对速度进行线性外推的方法，估计卫星与接收机之间的瞬时相对速度，并通过估计得到的瞬时相对速度计算当前时刻的多普勒频率，方法如下：

其中代表t时刻的多普勒频率，fc代表接收机的载波频率，c代表光速，代表ts时刻卫星与接收机之间的瞬时相对速度，akt代表t时刻卫星与接收机之间的相对加速度估计值，k代表常数。

通过上式计算，最终通过接收机上的北斗导航系统的传感器和snis系统的传感器信息得到了接收信号的当前时刻的多普勒频率，之后则利用得到的当前时刻的多普勒频率辅助接收信号的频率捕获。

s3具体包括以下步骤：

s31，送入多普勒频率与码相位捕获模块的数据是ad数据流经过iq解调之后的结果，解调载波频率由多普勒频率及码相位捕获模块状态控制机进行控制。状态控制机接受efk模块的辅助输入，获得估计的多普勒频率作为第一次扫频中频的修正项，此时第一次扫频的频率中值fi满足

s32，首先进入将ad信息流同本地生成的扩频码进行相关运算的相关运算模块与本地储存的pn码进行相关运算。这里采用的相关运算方式为fft-序列相乘-ifft计算方法，设本地储存的pn码为pn(n)，输入的序列为x(n)，则相关运算结果y(n)可以表示为

如上式，输入序列首先进入fft模块进行快速傅里叶变换，随后与本地通过rom存储的已进行了fft计算和共轭处理的pn码结果进行序列相乘，随后送入ifft模块即可得到与pn序列的相关运算结果。当存在噪声时运算结果为一复数值，通过求取模值即可。

s33，相关运算结果被暂时寄存到相关值储存模块之中，同时通过扫描获取相关的峰值。相关值储存模块为乒乓结构，分为a、b两个储存区，每个储存区均可以储存一个频点对应的相关计算结果。两个储存区中若a存有当前运算的相关结果，b则存有历史运算中含有最大相关峰值的结果。

当前相关运算结束后，相关峰值会与历史最大相关峰值进行比较，若当前计算的相关峰值更大则更新最大相关峰值，同时将a储存区状态更新为最大相关峰值对应结果、b储存区储存下一次运算结果；否则保持a储存区储存下一次运算结果、b储存区储存最大相关峰值对应结果。

重复上述过程直至全部频点扫频完成，此时可以获得最大相关峰值的位置和对应频点，同时包含有最大相关峰值的相关结果也被储存在相关值储存模块之中。

s34，进行捕获结果检查，包含有最大相关峰值的相关结果会被送入捕获结果检查模块，计算最大值和背景值的峰值的比值。若比值大于门限值则认为存在有扩频信号输入，初次捕获结果有效并进入下一步骤，否则认为没有扩频信号输入，重复s31和s32直至通过检查。

s35，进行第二次扫频。本次扫频的中心频点通过下式计算：

其中fsysclk表示fpga板卡运行的时钟频率，fi为二次扫频中心频点，fli为第一次扫频最大相关峰值对应的频点，ncnt为内置计数器计数值，为ekf模块提供的多普勒频率变化率的估计值。计数器在第一次扫频开始时开始计数，在第一次扫频结果检查结束时停止计数，除以时钟频率即可得到第一次扫频所消耗的总时间，从而估算在此期间的多普勒频率的变化量，对中心频点进行修正。

考虑到使用的环境为高动态多普勒情况，因此对中心频点周围总计5个频点进行扫频，防止因估计误差造成的频点偏移造成扫描区间错误。第二次扫频过程同第一次扫频，结果同样会通过检查，若检查通过则将第二次扫频结果送入后级模块，否则认为输入扩频信号不存在，重新进行第一次扫频。

s4具体包括以下步骤：

ad数据流使用捕获得到的多普勒频率进行iq解调后的复信号d(n)首先进行解扩，获取解扩频后信号j(n)，取表示捕获得到的初始码相位值，则由扩频公式知j(n)可被表示为

解扩后的j(n)即为相应的基带比特流信号，平均幅值为a，设此时的噪声干扰为n(n)～n(0，n0/2)，而比特同步模块需要获取比特相位值为此可以采用两种滑窗，r1(n)为传统使用的求和滑窗、r2(n)则为本方案所提出的滑窗，对应的计算公式如下，其中m为滑窗的长度，k和m代表滑窗内第几位数据，j为信号序列，n为噪声序列。

这两种滑窗检测比特相位值均需要输入数据产生0、1跳变。考察在n/2处发生0、1的情况，可知，r1(n)计算结果为0，是最小值。r2(n)的计算结果是最大值。在此情况下，r1(n)的结果表现为在0、1跳变处出现接近0的谷值，而r2(n)的结果表现为出现一个较大的峰值。设该跳变点处满足n＝p，对于扩频通信，当n取值足够大时，有

其中l表示序列中的第几个数，var()表示求方差。

在99.5％的可信区间内，认为进行滑窗运算后信号的计算结果要大于噪声的计算结果，带入r1(n)和r2(n)计算公式，则有

其中e{r1(l)}是传统滑窗内数据的数学期望，e{r2(l)}是本方案提出的滑窗内数据的数学期望。

考察噪声在跳变点造成的干扰可以发现，对于r1(n)，由于最后对噪声加和的一项取绝对值处理，会造成谷值点的变化，而对于r2(n)避免了噪声带来的偏差。这导致在相同噪声干扰的情况下，采用r2(n)进行滑窗计算方差要小于采用r1(n)进行滑窗计算，噪声对于r2(n)的干扰更小。因此最终采取r2(n)作为滑窗计算公式。

进入比特同步模块内的长度为n的滑窗，按照r2(n)进行滑窗运算。对于常见比特流情况，考虑进行滑窗运算的结果，如图6所示，当比特流出现了0至1的跳变或者1至0的跳变时，滑窗运算的结果会出现对应的峰值，峰值大小与滑窗自身的长度n和比特流平均幅值a相关，也即当x(n)满足

也即当j(n)在n/2处发生了0、1跳变时，有r(n)取得最大值。比特信息发生0、1跳变的位置必为一个新的比特开始的位置，因此比特相位可被表示为

因此进行滑窗运算后，最大值即为比特相位的估计值。由于滑窗运算与一般常用的平均值滑窗并不相同，因此内部模块结构也与常见滑窗模块有区别，如图7所示，储存区采用了双重储存区的结构。

可见环形储存区被划分为了前储存区和后储存区两个物理rom部分进行储存，逻辑地址及两个物理rom的物理地址映射关系如上图所示。每当将要写入新的数据时，首先读取前读取指针和后读取指针对应的数据，然后将所有指针按逆时针方向前进1，更新逻辑地址与物理地址对应的映射关系，随后再写入新的数据。

取所有地址为逻辑地址表示，此时对应的更新公式满足

则有

其中，z(n)为后读取指针读取的数据，而为前读取指针读取的数据，z(n+t)为新写入的数据，因此只需要按照上式对滑窗结果进行更新，然后用cordic模块进行模值求算即可获得最终的结果。

s5具体包括以下步骤：

s51，ad数据流首先进入数据缓存模块中进行缓存处理，等待本地扩频码调整模块对接收到的扩频信息流和本地扩频码振荡器进行初始化调整。

s52，捕获码相位值和捕获比特相位值进入到本地扩频码调整模块当中，该模块是为了处理非对齐扩频的发生，具体做法是将非对齐扩频通过调整本地扩频码起始码相位的方式，转化为对齐扩频。具体转化公式为：

其中floor为向下取整，pnlength为pn码长，为捕获的比特相位值，为捕获的码片相位值，chiprate为码片速率，adrate为ad信息流的速率。

假设扩频码长为1023，调整前的扩频码序列为：

获得调整后的扩频码序列起始相位值后，新的扩频码序列为：

如下图8所示，拿一倍扩频举例，假设捕获到的码相位值为橙线所示位置，捕获到的比特相位值为蓝线所示位置，那么首先本地扩频码调整模块就会将橙线和蓝线之间的ad信息流扔掉，同时根据公式：

blocksize＝扩频码长*ad数据速率/码片速率可以得到每一个码周期的长度，即blocksize的大小。就可以从蓝色的位置按照码周期的长度找到绿色线所属的位置，而后将蓝色线到绿色线之间的本地扩频码顺序进行调整，生成一个新的本地扩频码，即图8中所示的newpn序列，这样可以看到原本的非对齐扩频情况就调整为了对齐的扩频情况，而后将新的pn序列用于后续操作即可。

s53，数据缓存模块将ad数据流送入到相干解调模块中，输入载波跟踪环的ad信号采样可以表示为：

sds(its)＝adsd(its-τ)c(its-τ)cos[(ωds+ωdl)its+θds]

式中i是指第i个采样点，ts是数模转换模块的采样频率，ads是ad信号在接收机的幅度，d(its-τ)是被扩频信息序列，c(its-τ)是扩频码序列，τ是ad信号在接收机中的伪码相位，ωds是ad信号接收机的中频频率，ωdl是经过捕获模块频率补偿后残留的多普勒频率，θds是ad信号在接收机的载波相位。载波跟踪环生成的本地同相信号为：

式中是接收端码相位的估计值，是接收信号残留多普勒频率的估计值，是接收信号载波相位的估计值。接收到的ad信号与本地同相信号相乘、滤波后，就得到了基带扩频信号的同相分量(i路)和正交分量(q路)。

s54，以0.5码片作为延迟间隔，将经过本地扩频码调整模块调整后的扩频码进行上采样，这是为了和ad数据流的数据速率保持一致，本地扩频码振荡器分别生成提前、即时和滞后码。

这里需要注意的是，为了解决非整周期扩频带来的问题，本发明采用了一种带有记忆性的本地扩频码振荡器。该振荡器是基于ram模块实现的，首先根据本地扩频码、扩频码长、ad信息流速率等信息，事先会将本地的扩频码进行同ad信息流速率相同的上采样处理，经过上采样处理后的本地扩频码序列就可以同ad信息流进行直接序列相关运算。经过上采样处理后的本地扩频码序列就按照顺序依次存入到了ram模块中，而他们存储的地址就和本地扩频码的相位值一一对应。

本地扩频码调整模块首先会根据比特相位信息和码片相位信息对本地扩频码序列进行调整，而调整的方式就是如图9所示将ram模块的初始读指针置为所处的位置。

而对于非整周期扩频来说，由于每次相关所使用的本地扩频序列是不一定的，本发明针对此情况也通过维护读指针的方法实现了一个具有记忆性的本地扩频码振荡器，这样一来就可以实现针对不同扩频倍数，本地扩频码相位可以实现循环连续，保证正确解调。

s55，本地扩频码振荡器生成的三种码会和相干解调模块输出的同相、正交ad数据流进行序列相关。在一段时间内进行相关运算(积分累加)。设第j次积分累加起始采样点为i0，j，对应时刻i0，jts，积分累加的采样点数为nj，对应时间长度tj＝njts，则ad信号与本地同相信号相关结果可以表示为：

其中sds表示输入载波跟踪环的ak信号采样后的序列，li表示载波跟踪环生成的本地同相信号序列，ads是ak信号在信号接收端的幅度，dj是ak信息，c(t-τ)表示伪随机码序列，δωdl表示经过捕获模块频率补偿后残留的多普勒频率，δθds是ak信号在信号接收端的载波相位，r(δτ)表示伪随机码序列的自相关函数，δφj表示鉴相函数得到的ak信号与本地信号的载波相差。

同理，可以得到ad信号与本地正交信号的相关结果：

其中lq表示载波跟踪环生成的本地正交信号序列。

考虑到pn序列只包含0和1，并且为了节省硬件片上资源，本发明没有采用滑窗异或，而是通过使用累加器实现。pn码为0的时候为减，pn码为1的时候为加，这样就大大提高了序列相关运算的速度，也节省了滑窗异或算法带来的存储资源开销。

s56，序列相关器的结果送入到基于卡尔曼滤波的频率跟踪环中，基于卡尔曼滤波的频率跟踪环原理如图10所示.首先将解调后数据的同相支路和正交支路分别同本地即时扩频码的相关结果i_p和q_p输入鉴相器，利用如下鉴相函数得到ad信号与本地信号的载波相差

之后将得到的ad信号与本地信号的载波相差送入二阶环路滤波器，并通过输出控制数字控制振荡器nco改变本地载波的频率。

nco输出的本地载波频率误差值和跟踪辅助信号(当前时刻的多普勒频率变化率)会一同进入到ekf卡尔曼滤波器中，ekf载波跟踪算法的状态变量矩阵设置为：

δadl表示经过跟踪模块频率变化率补偿后残留的多普勒频率变化率。

状态转移矩阵设置为：

观测矩阵设置为：

h＝[1，0，0]^t

观测值在每个采样时刻由鉴相器计算得到，算法的具体步骤为：

①.状态预测步骤：

②.误差协方差预测步骤：

③.卡尔曼增益计算步骤：

④.状态估计步骤：

⑤.误差协方差估计步骤：

pk＝(i-kkhk)pk|k-1

其中，xk是k时刻的系统状态，是xk的估计值，是k-1时刻的系统状态的估计值，是xk的预测值，pk是xk的估计误差协方差矩阵，是系统状态估计值的协方差矩阵，pk-1是xk-1的估计误差协方差矩阵，pk|k-1是xk的预测误差协方差矩阵，hk是测量系统的参数矩阵，是测量系统噪声估计值的协方差矩阵，kk是卡尔曼滤波增益。

经过ekf滤波后的本地载波修正值会送入到相干解调模块中用于修正本地载波频率，减小本地信号与输入信号之间的频差与相差，最终达到本地信号与输入信号同频、同相的锁定状态，从而彻底消除多普勒频率对于信号解调的影响。

s57，将解调后数据的同相支路和正交支路分别同本地提前扩频码和延迟扩频码的相关结果i_e,i_l,q_e,q_l送入到码跟踪环中，本发明选用超前—滞后结构形式的延迟锁定环(dll)作为码跟踪环。dll跟踪环的相关运算采用了两个独立的相关器：早码相关器和迟码相关器。输入信号分成两路：一路与超前本地参考码(早码)相关；另一路与滞后本地参考码(迟码)相关。相关结果经过积分累加、平方和加减运算完成扩频码跟踪功能。超前支路结果i_e、q_e和滞后支路结果i_l、q_l则作为码同步环鉴相器输入指导码同步环的频率跟踪。

本发明的优点及有益效果在于：(1)通过扩频码相位和比特相位调整本地扩频码的起始相位，能够在非整数倍扩频及非对齐扩频的情况下实现快速跟踪解调；(2)使用北斗、惯导等信息辅助接收机进行捕获跟踪，使接收机能够在高动态低信噪比的条件下实现准确跟踪解调；(3)本接收机同样兼容相干和非相干两种扩频体制，在上述两种扩频体制下均能够实现跟踪解调。

附图说明

图1为本发明所提出的系统总体结构图。

图2为本发明所提出的前级信号处理模块流程图。

图3为本发明所提出的多传感器信息融合模块流程图。

图4为本发明所提出的多普勒频率及码相位捕获模块流程图。

图5为本发明所提出的多普勒频率及扩频码跟踪解调模块流程图。

图6为本发明所提出的比特相位捕获模块滑窗运算示意图。

图7为本发明所提出的比特相位捕获模块双重环形存储结构示意图。

图8为本发明所提出的本地扩频码调整模块原理示意图。

图9为本发明所提出的本地扩频码振荡器调整原理示意图。

图10为本发明所提出的基于卡尔曼滤波的载波跟踪环原理示意图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明的目的在于，提供一种高动态低信噪比情况下的多种扩频体制的通用接收机的实现方法，以解决现有通用接收机无法在高动态低信噪比情况下工作，相干扩频体制接收机无法对非相干扩频体制信号进行解调的问题。

下面以比特速率为2000bps，码片速率为3.069mcps,扩频倍数为1.5倍，具有非整周期非对齐扩频的特性，ad采样频率为128m，调制方式为bpsk，中频载波频率为32mhz。

s11，模拟ad信号进入到前级信号处理模块，模数转换部分将按照128m的采样率进行采样，32mhz的中频经过采样后变为零中频，ad数据流速率为128m。

s12，采用半带滤波器的方式进行降采样处理，128m的ad数据流经过三级级联的半带滤波器后降为16m.

s13，根据公式计算后，将零中频的ad数据流搬移到4mhz中频上，用于后续处理。

s21，北斗导航系统和snis系统将北斗导航系统的传感器和snis系统的传感器获得接收机载体位置、载体速度、载体加速度和载体姿态等信息送入到多传感器信息融合模块中。

s22，北斗导航系统和snis系统将北斗导航系统的传感器和snis系统的传感器信息送入到ekf数据融合模块中，通过ekf迭代处理后，得到此时接收机较为准确的运动参数估计。

s23，在北斗导航系统和snis系统将北斗导航系统的传感器和snis系统的传感器两次状态变量估计的间隔，使用相对速度线性外推的方法，将估计的运动参数转化为瞬时的多普勒频率和多普勒变化率估计值，通过辅助信息接口传送给后续模块使用。

s31，以接受信号的初始多普勒频偏为5000hz，ekf模块提供的多普勒频偏估计值为5500hz，动态多普勒变化率为3000hz/s，ekf模块提供的多普勒变化率估计值为2500hz/s，初始码相位为250为例。

进行第一次扫频时，以中频4mhz+修正的多普勒频偏5500hz为中心频点，以500hz为间隔，扫描周边总计400个频点。

当扫描到距中心频点频偏为-500hz对应频点时，由公式计算可知相关运算结果y(n)＝x(n)*pn(n)＝pn(n+250×16/3.069)*pn(n)，由pn码自身的相关特性可知，会在n＝1303处出现峰值，无噪情况下峰值大小为1023×16/3.069＝5333，而最大背景值大小为65×16/3.069＝339。

由于其他频点相关计算会因为频偏造成的符号颠倒致使相关峰值下降，可知最大相关峰值对应频点即为4.50mhz，第一次扫频检查时知无噪情况下峰值与最大背景值比值在无噪情况下为15.73，远大于需要的门限，通过检查，进入第二次扫频。

s32，第一次扫频消耗的时间为100ms的情况下，第二次扫频中心频点经公式计算修正为4.50mhz+2500hz/s×0.1s＝4.525mhz，而真实的频点为4.530mhz。同样以500hz为间隔扫描周边5个频点，易知扫描范围覆盖了真实频点。由于误差50hz小于单个频点之间的间隔，因此取最近的频点4.525mhz作为第二次扫频结果，也就是最终捕获的多普勒频偏结果。而第二次捕获的码相位结果为n＝(1303+(0.1s×3.069mcps÷1023cp)×5333)mod5333＝1303。

s4，取发射信息为0111，比特相位值为300，iq解调后信号平均幅值为100的情况

知此时0、1跳变位置为300+16mhz/2000bps＝8300，按前述公式进行长度为16000的滑窗计算后，其计算结果在n＝300处，此处计算结果为-(-100×8000)+100×8000＝1.6e6，考虑其他位置因前后信息相同而被滑窗计算后会导致正负抵消的情况，此处即为最大值，则求得的比特相位值估计值即为300。

s5，根据pn长1023，捕获的比特相位值为300，捕获的码片相位值为1303，码片速率为3.069mcps，ad信息流速率为16m，得到为831。进而调整本地的扩频序列，经过后续模块解调除发射信息为0111。

综上所述，本发明提供一种高动态低信噪比情况下的多种扩频体制的通用接收机的实现方法，以解决现有通用接收机无法在高动态低信噪比情况下工作，相干扩频体制接收机无法对非相干扩频体制信号进行解调的问题。