基于低量化位宽DAC的低成本IM/DD系统长距离传输方法

基于低量化位宽dac的低成本im/dd系统长距离传输方法
技术领域
1.本发明属于光通信系统、高速光信号处理技术领域，更具体地，涉及一种基于低量化位宽dac的低成本im/dd系统长距离传输方法。


背景技术：

2.随着社交媒体、云计算、超高清电视等新应用不断涌现，促进了数据中心和城域光通信流量急剧增长。数据中心的广泛应用导致数据中心间互联的距离已超过40公里甚至达到了80公里。对于40公里以下传输网络，使用o波段的脉冲幅度调制(pam)信号传输40千米单模光纤(smf)的8
×
50gb/s和4
×
100gb/s波分复用方案是有效的解决方案。然而，o波段的高衰减和以及未成熟的放大器技术导致超过40公里甚至80公里的传输在c波段是首选的。因此针对于c波段传输40公里至80公里的通信距离的系统被不断提出以下方案：(1)iq调制器&相干接收机：广泛的长距离研究大多数建立在使用iq调制器或者相干接收机的基础上面，主要利用了iq调制器或者相干接收机可以直接进行相位补偿的特性，但是这类器件的使用导致了系统的器件成本剧增，因此不适用于低成本的通信系统中；(2)数字非线性均衡技术：复杂的数字信号处理算法可用于强度调制直检系统中长距离传输之后信号符号间串扰(isi)的消除。例如最大似然均衡器(mlse)，人工神经网络(ann)等。但是复杂的计算不太适用于低成本，低时延的im/dd系统中；(3)基于gs算法的发送端迭代色散补偿：gs算法是通过傅里叶变换(fft)和傅里叶逆变换(ifft)或者色散传输函数和色散反传输函数进行不断迭代的方式实现发射端的色散预补偿。基于gs算法的发送端迭代色散补偿能有效的消除光纤色散的干扰，但迭代之后信号的papr较大，进一步降低dac位数来降低系统成本时，量化噪声过大，导致量化信噪比降低。


技术实现要素：

3.本发明为克服上述现有技术中的缺陷，提供一种基于低量化位宽dac的低成本im/dd系统长距离传输方法，有效降低了系统器件成本。
4.为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种基于低量化位宽dac的低成本im/dd系统长距离传输方法，包括以下步骤：
5.s1.在发射端的dsp中，首先将长度为l的伪随机比特序列映射为pam
‑
4符号，映射之后的符号进行上采样，并通过滚降因子为d的升余弦波实现脉冲成型的信号a(t)；
6.s2.整形之后的信号通过改进的gs算法的色散补偿方案实现色散与补偿；所述的改进的gs算法的色散补偿方案包括：
7.s21.初始化相位以及仿真的接收端幅度e：e(t)＝a(t)；
8.s22.开始gs迭代：fori＝1,2,
…
,itenum；
9.s23.反色散传输：
10.s24.发送端限制并进行色散传输：
11.s25.计算迭代误差：errt(t)＝e
odd
(t)
‑
a
odd
(t)；
12.s26.仿真接收端限制：e
odd
(t)＝a
odd
(t)
‑
errt(t)；
13.s27.根据条件判断是否结束循环；
14.s28.迭代结束，输出色散迭代补偿之后的信号b(t)；
15.s3.预补偿之后的信号通过fir滤波器实现数字预均衡；
16.s4.对预均衡的信号进行噪声整形，同时也进行量化，并对量化噪声整形，将得到的量化信号输入到dac中；
17.s5.在接收端的dsp中，对pd检测获得的信号进行降采样处理、匹配滤波、时钟恢复、同步、线性均衡、pam
‑
4逆映射、以及误码计算。
18.在本发明中，相对于传统的gs算法的色散补偿方案中，改进的gs色散补偿方案保留迭代过程中符号上采样的振幅，从而更好的利用了信号的可优化空间，提升了迭代收敛速度和最终的色散补偿效果。噪声整形(ns)技术相对于传统的delta
‑
sigma调制(dsm)和数字分辨率增强器(dre)不需要很高的过采样率，且算法实现的计算复杂度很低，更有利于低成本im/dd系统的实现。
19.进一步的，所述的步骤s1中伪随机比特序列的长度l为2
11
。
20.进一步的，所述的滚降因子d为1。
21.进一步的，在所述的步骤s4中，对预均衡的信号进行3/4/5/6
‑
bit的量化。
22.进一步的，所述的步骤s4中所述的噪声整形的步骤包括：
23.s41.确定上一时刻的量化噪声；
24.s42.将量化噪声通过构造的滤波器进行低频滤波；
25.s43.将滤波之后的噪声加入信号之中，使其接近标准dac电平。
26.进一步的，在所述的步骤s42中，构造的滤波器的抽头数通过以下步骤计算：
27.s421.噪声整形结构的输出y(e
jω
)表示为：
28.y(e
jω
)＝x(e
jω
)+(1+h(e
jω
))n(e
jω
)
29.式中，h(e
jω
)和x(e
jω
)分别表示反馈滤波器的信道响应和量化前的信号；量化噪声n(e
jω
)是进入dac前后的数据之差；
30.s422.为了最小化信号带内的量化噪声，噪声整形技术结构输出之后的量化噪声应该小于此操作之前的量化噪声，因此可得：
31.∫|(1+h(e
jω
))n(e
jω
)|2dω<∫|n(e
jω
)|2dω
32.式中，ω∈(0～ω
s
),ω
s
是信号的角频率；
33.s423.步骤s422中的公式所反映的问题转化为最优化以下问题：
[0034][0035]
s424.假设反馈滤波器是一个fir滤波器，且表达形式为：
[0036]
h(e
jω
)＝h1e
‑
jω
+h2e
‑
j2ω
+
…
h
n
e
‑
jnω
[0037]
则步骤s423中的公式的离散形式为：
[0038][0039]
定义向量f为：
[0040][0041]
假设：
[0042][0043]
则步骤s423中的公式的离散形式写为：
[0044][0045]
s425.反馈滤波器的抽头数为：
[0046]
h＝e
‑1×1[0047]
式中，e
‑1表示矩阵e的伪逆。
[0048]
本发明还提供一种基于低量化位宽dac的低成本im/dd系统长距离传输系统，包括：
[0049]
发射端dsp：用于将长度为l的伪随机比特序列映射为pam
‑
4符号，映射之后的符号进行上采样，并通过滚降因子为d的升余弦波实现脉冲成型的信号a(t)；整形之后的信号通过改进的gs算法的色散补偿方案实现色散与补偿；预补偿之后的信号通过fir滤波器实现数字预均衡；对预均衡的信号进行噪声整形，同时也进行量化，并对量化噪声整形，将得到的量化信号输入到dac中；
[0050]
接收端的dsp：用于对pd检测获得的信号进行误码计算、pam
‑
4逆映射、线性均衡、同步、时钟恢复、匹配滤波以及降采样处理。
[0051]
进一步的，所述的改进的gs算法包括：
[0052]
初始化单元：用于初始化相位以及仿真的接收端幅度e：
[0053][0054]
gs迭代单元：用于开始gs迭代：fori＝1,2,
…
,itenum；
[0055]
反色散传输单元：用于反色散传输：
[0056][0057]
发送限制单元：用于发送端限制并进行色散传输：发送限制单元：用于发送端限制并进行色散传输：
[0058]
误差单元：用于计算迭代误差：errt(t)＝e
odd
(t)
‑
a
odd
(t)；
[0059]
接收限制单元：仿真接收端限制：e
odd
(t)＝a
odd
(t)
‑
errt(t)；
[0060]
判断单元：用于根据条件判断是否结束循环；
[0061]
输出单元：用于在迭代结束后，输出色散迭代补偿之后的信号b(t)。
[0062]
进一步的，在发射端，产生的离线数据加载到dac进行数模转换，然后用电放大器
对信号放大，再利用mzm调制器实现光电转换；调制器的光载波来自一个可调谐的外腔激光器。
[0063]
进一步的，在接收端，利用一个掺铒光纤放大器实现小信号放大，并利用一个带通滤波器实现带外噪声滤除；在接收端对信号进行直接探测前，用一个光衰减器来调节信号的接收功率；衰减之后的光信号被pd探测接收；pd输出的模拟电信号被示波器采集并进行离线dsp。
[0064]
与现有技术相比，有益效果是：本发明提供的一种基于低量化位宽dac的低成本im/dd系统长距离传输方法，提出利用改进gs算法的色散补偿方案消除光纤中的色散问题，且相对于传统的噪声整形方案，系统的收敛速度更快，所需的计算复杂度更低。此外针对于算法迭代之后信号的papr较大问题，本发明提出低量化位数dac结合低计算复杂度的噪声整形技术进一步降低了系统器件成本。
附图说明
[0065]
图1是本发明方法实施装置结构示意图。
[0066]
图2是本发明基于改进gs算法的im/dd发射端迭代色散补偿原理。
[0067]
图3是本发明采用的噪声整形技术的结构示意图。
[0068]
图4是本发明采用的噪声整形技术在时域的工作原理示意图。
[0069]
图5是本发明采用的噪声整形技术在频域的工作原理示意图。
[0070]
图6是本发明snr增强度与反馈抽头数之间的曲线关系示意图。
[0071]
图7是本发明实施例中不同位dac生成的28gbaud pam
‑
4信号的误码率与papr的曲线关系。
[0072]
图8是本发明实施例中采用和不采用噪声整形技术的28gbaud pam
‑
4信号的误码率与量化位数之间的曲线关系。
[0073]
图9至图11是本发明实施例中不同均衡方案条件下，28gbaud pam
‑
4信号的误码率与接收光功率之间的关系曲线，分别使用了5、10和20次gs迭代。
具体实施方式
[0074]
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制；为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。附图中描述位置关系仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制。
[0075]
如图1所示，一种基于低量化位宽dac的低成本im/dd系统长距离传输方法，包括以下步骤：
[0076]
s1.在发射端的dsp中，首先将长度为2
11
的伪随机比特序列映射为pam
‑
4符号，映射之后的符号进行上采样，并通过滚降因子为1的升余弦波实现脉冲成型的信号a(t)；
[0077]
s2.如图2所示，整形之后的信号通过改进的gs算法的色散补偿方案实现色散与补偿；所述的改进的gs算法的色散补偿方案包括：
[0078]
s21.初始化相位以及仿真的接收端幅度e：e(t)＝a(t)；
[0079]
s22.开始gs迭代：fori＝1,2,
…
,itenum；
[0080]
s23.反色散传输：
[0081]
s24.发送端限制并进行色散传输：
[0082]
s25.计算迭代误差：errt(t)＝e
odd
(t)
‑
a
odd
(t)；
[0083]
s26.仿真接收端限制：e
odd
(t)＝a
odd
(t)
‑
errt(t)；
[0084]
s27.根据条件判断是否结束循环；
[0085]
s28.迭代结束，输出色散迭代补偿之后的信号b(t)；
[0086]
s3.预补偿之后的信号通过fir滤波器实现数字预均衡；
[0087]
s4.对预均衡的信号进行噪声整形，同时也进行3/4/5/6
‑
bit量化，并对量化噪声整形，将得到的量化信号输入到dac中；
[0088]
s5.在接收端的dsp中，对pd检测获得的信号进行降采样处理、匹配滤波、时钟恢复、同步、线性均衡、pam
‑
4逆映射、以及误码计算。
[0089]
其中，所述的步骤s4中所述的噪声整形的步骤包括：
[0090]
s41.确定上一时刻的量化噪声；
[0091]
s42.将量化噪声通过构造的滤波器进行低频滤波；
[0092]
s43.将滤波之后的噪声加入信号之中，使其接近标准dac电平。
[0093]
如图所示，图3展示了ns技术的结构，其中q代表一个仿真的dac，主要用于量化噪声的获取，其中量化噪声n(e
jω
)是进入dac前后的数据之差。根据图3我们可以得到ns结构输出y(e
jω
)可以表示为：
[0094]
y(e
jω
)＝x(e
jω
)+(1+h(e
jω
))n(e
jω
)
ꢀꢀꢀ
(1)
[0095]
式中，h(e
jω
)和x(e
jω
)分别表示反馈滤波器的信道响应和量化前的信号；量化噪声n(e
jω
)是进入dac前后的数据之差；
[0096]
为了最小化信号带内的量化噪声，噪声整形技术结构输出之后的量化噪声应该小于此操作之前的量化噪声，因此可得：
[0097]
∫|(1+h(e
jω
))n(e
jω
)|2dω<∫|n(e
jω
)|2dω
ꢀꢀꢀ
(3)
[0098]
式中，ω∈(0～ω
s
),ω
s
是信号的角频率；
[0099]
公式(2)所反映的问题转化为最优化以下问题：
[0100][0101]
假设反馈滤波器是一个fir滤波器，且表达形式为：
[0102]
h(e
jω
)＝h1e
‑
jω
+h2e
‑
j2ω
+
…
h
n
e
‑
jnω
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0103]
公式(3)的离散形式为：
[0104][0105]
定义向量f为：
[0106]
[0107]
假设：
[0108][0109]
则公式(5)的离散形式可以写为：
[0110][0111]
反馈滤波器的抽头数为：
[0112]
h＝e
‑1×1[0113]
式中，e
‑1表示矩阵e的伪逆。
[0114]
ns技术的工作原理是通过在信号未使用的频带上添加噪声，使信号接近dac输出电平，从而减少带内量化噪声。带外噪声是从反馈fir滤波器的输出中获得的，其中输入是上一个时刻的量化噪声如图3中的结构所示。图4分别给出了使用3位dac生成的时域信号，分别添加和不添加带外噪声之后信号的时域信号图。可以发现，适当加入带外噪声可以使信号更接近标准dac输出电平，并有效降低带内量化噪声。ns(噪声整形)技术的工作原理也可以用频域来描述。信号利用低量化dac产生并结合ns技术的条件下，量化噪声大部分分布在信号带外，只有少量量化噪声留在信号带内，如图5所示。图5分别给出了输入信号、无ns技术量化输出和ns技术量化输出的电谱示意图。
[0115]
ns技术的原理是通过在信号的未使用频段添加噪声，使信号接近dac标准输出电平，其中高频量化噪声是通过将上一个时刻的量化噪声通过反馈fir滤波器进行低频滤波获得，如图3所示。因此需要找到fir滤波器的最佳抽头数以平衡带内量化噪声消除能力和计算复杂度。为了获得fir滤波器的最佳抽头数，仿真计算了传输信号，在3/4/5/6
‑
bit量化位数条件下信号的量化信噪比(sqnr)增强量与滤波器抽头数之间的曲线关系，其关系如图6所示。如图6所示，在反馈滤波器抽头数较少时，sqnr的增加程度随着抽头数量的增加而增加，当抽头数量达到5时没有明显的性能改善。因此对于实验信号，ns技术所采用的反馈滤波器的抽头数长度为5。噪声整形的实现主要取决于反馈滤波器以及量化操作，滤波器的乘法以及加法复杂度为l
×
n以及(l
‑
1)
×
n，其中l为反馈滤波器的抽头长度，n为传输信号长度。量化过程需要m
×
n次比较以及(m+1)
×
n次减法，其中m表示dac的量化电平数。
[0116]
实验装置：
[0117]
如图1所示，本发明所采用的系统为im/dd系统，首先，在发射端，matlab产生的离线数据加载到80
‑
gsa/s采样率且3
‑
db带宽为16.7ghz的dac进行数模转换，然后用一个增益为23db的电放大器(ea)对信号放大。再利用mzm调制器实现光电转换。调制器的光载波来自一个可调谐的外腔激光器,本实验利用的光载波波长为1552.524
‑
nm,输出功率为16
‑
dbm。其中调制器输出的光功率为10dbm左右，由于较大的入纤功率会导致较大的非线性，因此通过衰减器调节入纤功率为6dbm左右。导入光纤之后的信号通过80
‑
km的单模光纤传输之后，在接收端利用一个掺铒光纤放大器实现小信号放大，并利用一个带通滤波器实现带外噪声滤除。在接收端对信号进行直接探测前，用一个光衰减器来调节信号的接收功率。衰减之后的光信号被pd(pin
‑
tia)(finisar mprv1331a)探测接收。pd输出的模拟电信号被一个截止
带宽为36
‑
ghz的采样率为80
‑
gsa/s的示波器采集并进行离线dsp。
[0118]
结果分析：
[0119]
信号通过迭代色散补偿之后会导致信号的papr较高，如果使用低分辨率da 来生成信号，量化噪声会严重降低信号性能。在解决papr问题方面，裁剪是一种常用的技术，因此实验测试了28gbaud pam
‑
4信号误码率与裁剪papr之间的曲线关系，以找到各种量化位数dac的用于信号产生时，最佳的信号papr，实验结果如图7所示。可以观察到，3/4/5位分辨率dac产生的28gbaud pam
‑
4信号的优化之后的papr为9/11/12
‑
db。在以下实验中，将根据图7中的测量实验获得papr来设置信号的papr。图8给出了28gbaud pam
‑
4信号ber性能与dac的物理位数(pnob)的关系。在在量化位数为3
‑
5位时，噪声整形技术可以带来显着改善。4/5/6位分辨率dac和ns技术产生的28gbaud pam
‑
4信号的性能可以接近8位分辨率dac产生的信号。因此，4位分辨率dac结合ns技术产生的28gbaud pam
‑
4信号能很好满足低成本im/dd系统的要求。
[0120]
图9至图11给出了信号由4位dac产生的条件下，并调制在c波段光信号中，进行长达80公里单模光纤传输之后信号的ber性能。本实验方案采用了5、10和20次迭代的gs算法与线性均衡器相结合，此外也探索了没有后均衡的性能情况，具体如图9至图11所示。可以观察到，使用gs算法的28gbaud pam
‑
4信号经过5次以上的迭代，并结合11个抽头线性均衡器，可以在80公里单模光纤传输之后以rop为
‑
8.5dbm达到hd
‑
fec门限。此外，使用gs算法超过5次迭代并结合11抽头ffe时，4位dac结合噪声整形产生的信号的误码性能可以接近8位dac产生的信号。对于接收器处没有进行后均衡的情况，当信号由4位分辨率dac结合5抽头噪声技术生成时，28gbaud pam
‑
4信号在c波段超过80公里smf传输之后信号的误码率可以在rop低于
‑
2dbm处达到hd
‑
fec门限。
[0121]
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。
[0122]
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。