基于5G高阶调制信号分簇判别的载波同步方法及装置与流程

基于5g高阶调制信号分簇判别的载波同步方法及装置
技术领域
1.本发明属于信号技术领域，特别是涉及到一种基于5g高阶调制信号分簇判别的载波同步方法及装置。


背景技术：

2.载波同步目前已成为信号处理领域的热点课题，在数字通信系统中，对接收信号进行准确的载波频率、相位估计是载波同步技术中一个十分经典的课题。接收端载波由于信道中的快衰落与发送端载波不一致，导致信号中心频率发生偏移，进而产生频偏。另外信道中传输的信号也会因为受到像多普勒效应那样的影响，导致信号存在相位抖动，进而产生相偏。信号传输过程中产生的频偏相偏会引起判决误差,无法进行准确的解调,系统误码率无法达到通信要求,导致通信系统不能正常使用。
3.由于载波频偏与相偏的存在将直接影响到接收系统的性能，准确地估计载波频偏相偏进而进行补偿对信号的解调来说十分关键。因此，为了降低解调信号的误码率(ber)，众多国内外专家学者不断探索载波同步的新方法、新技术。
4.cui j等学者公开了一种用于盲频率同步的系统和方法：首先将接收到的正交频分复用(ofdm)信号下变频到基带，其次从下变频的接收信号中识别出时域中的一系列ofdm符号，执行快速傅立叶变换(fft)，最后计算每个副载波和每个频域ofdm符号的同相和正交样本之间的互相关以确定接收的ofdm信号的频率偏移；yang g等学者认为在低信噪比下，载波频偏和相位偏移会对ldpc码系统产生较大影响，需要接收端在解码前估计频偏和相位偏移。基于对ldpc迭代解码器软信息的统计，提出了编码辅助迭代载波估计：基于代价函数的载波粗同步和基于最大似然迭代的载波同步，通过同步器、解调器和解码器的联合迭代实现更好的载波同步；shi d，yuan w等学者提出了一种周跳检测和校正方法，用于在极低信噪比下运行的编码系统中的载波相位同步，特别是检测器采用解调器输出的对数似然比来做出周跳决策，并推导出了所提出的检测器在检测和误报概率方面的特征，数值结果表明在存在周跳的情况下采用所提出的方法可以提高误码率性能；kumar m学者在中讨论了基于正交频分复用(ofdm)的crn的信号检测和非数据辅助(盲)参数估计的联合方案。基于二元假设检验问题，su为crn中基于ofdm的pu信号的存在制定了最小成本信号检测方案。
5.刘全占学者对mpsk的数字解调方法做了一些探讨，在载波同步中，分析了基于功率检测的频差检测方法度基于相差检测进行相位锁定的方法；详细介绍了时钟同步的波形估计方法的基本原理度幅度和频谱宽度对定时误差的影响；黄烈超，程乃平等学者针对高动态环境下多进制扩频信号的载波同步问题，在分析锁相环和锁频环环路各自优点的基础上，研究了采用锁频环和锁相环相结合的方式进行载波信号跟踪。利用fll动态适应能力较强和pll具有较好跟踪精度的特点，实现动态信号的快速，精确跟踪。张公礼等学者为了消除统计频偏估计算法产生的残余频偏，以提高接收机性能，提出了一种纠正残余频偏的均方误差反馈算法，引入了反馈环节，并规定一个反馈步长，在已有频偏估计的基础上反馈纠正残余频偏。最后用matlab仿真该算法，仿真结果显示该算法能够有效地消除残余频偏，大
大降低系统误码率。尚耀波，郭英等学者针对多进制相移链控(mpsk)信号相干解调中载波同步问题，提出一种基于zoom fft及频域内插的方法进行载波提取。该方法通过信号的非线性变换，在时频域内实现载波频率的粗估计，在此基础上通过频域内的插值校正实现载波的准确提取。胡礼，廖明等研究学者针对传统多进制数字相位调制(mpsk)信号非数据辅助(nda)频偏估计算法存在估计范围有限，估计方差较大，符号个数少时估计性能受限等问题，提出了基于粒子群优化的频偏估计方法。该算法以频偏估计的似然函数为目标函数，模拟群体智能搜索最优解。仿真结果表明，算法无偏估计范围大，在符号数较少，信噪比较低时，估计方差接近克拉美罗下限(crlb)，性能优于经典的离散傅里叶变换(dft)算法和kay算法；程文帝，程郁凡等研究学者针对传统的多次方谱频偏估计算法与二次小波符号速率估计算法具有较好的估计性能，但由于离散傅里叶变换(discrete fourier transform，dft)的栅栏效应以及噪声的影响，其估计精度和可靠性有限等问题，提出一种基于信噪比(signal to noise ratio，snr)和谱峰指数的置信度准则，增强了频偏估计的可靠性。以qpsk和16qam为例，进行了仿真分析，仿真结果表明，改进算法复杂度略高于传统算法，但其性能优于传统算法性能，可以有效提高频偏以及符号速率的估计精度及其可靠性；谭尧，杨拥军等研究学者为了解决低信噪比、短前导码突发通信系统的解调性能随着载波频偏增大而恶化的问题，设计了一种混合频偏估计方案，将频偏估计分解为粗估计和细估计两个过程，对每个过程采用不同的估计算法，从理论推导、数值仿真、实验验证三个方面入手，有效解决了多进制数字相位调制(mpsk)下突发通信的大频偏解调问题；郝杰学者分析了残余频偏和相位误差对数字化解调的影响，介绍了载波同步参数的最大似然估计理论，然后对一些具有代表意义的载波频差估计算法进行了分析，根据现有文献中的改进算法，总结了具有高性能且低复杂度的估值算法，利用相位展开方法，充分利用输入序列的频率信息，计算机仿真表明，可以比较好的解决估计精度和估计范围之间的矛盾，而且估计性能比较好；杨杰学者在中针对256qam调制信号设计了一种基于var(variance，方差)的自动模式转换控制机制的联合载波恢复算法并进行了仿真验证。并在联合载波恢复环路中引入pfd(phase and frequency detectors，鉴频鉴相器)保持跟踪的思想，提出了一种基于var模式转换的联合pfd载波恢复算法。
6.以上国内外研究学者采用不同算法实现了载波同步，然而在5g通信场景中，信息传输速率已然到达gbit/s级别，在如此高的传输速率下，采用上述算法虽然会提高一定的精度，但算法复杂度高，计算量大，无法在硬件中实现。因此，为了满足工程需要，急需一种在满足一定精度前提下，在硬件中实现载波同步的算法。


技术实现要素：

7.本发明提出一种基于5g高阶调制信号分簇判别的载波同步方法及装置，在保证一定精度的前提下,提高在5g高阶调制信号中载波同步的计算效率,加快工程应用。
8.为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
9.基于5g高阶调制信号分簇判别的载波同步方法，包括：
10.a：设定5g通信信号基本参数；
11.b：基于matlab产生设定参数下带频相偏的基带iq两路正交信号xi(t)与xq(t)；
12.c：基于分簇判别法依次判别输入的iq两路正交信号；
13.d：将判别后的信号经过锁频/锁相环纠正频相偏后得到信号x
ic
(t)与x
qc
(t)；
14.e：抽样判决x
ic
(t)与x
qc
(t)，计算误码率ber。
15.进一步的，步骤a具体包括：
16.a1：选择5g高阶调制方式；
17.a2：设定码字长度l,符号速率fd,采样率fs,频偏fe及相偏值pe。
18.进一步的，步骤b具体包括：
19.b1：基于matlab平台仿真步骤a1中的信号得到iq两路正交信号x_i(t)与x_q(t)；b2：设定信噪比范围，对带频相偏的信号x_i(t)与x_q(t)进行高斯加噪得到xi(t)
20.与xq(t):
21.xi(t)＝[x
i1
(t),x
i2
(t),x
i3
(t),...x
in
(t)]
[0022]
xq(t)＝[x
q1
(t),x
q2
(t),x
q3
(t),...x
qn
(t)]
[0023]
其中,n为输入码元编码后的数据长度:
[0024]
n＝l/log2(m),m为调制阶数。
[0025]
进一步的，步骤c具体包括：
[0026]
c1：判断{x
ii
(t),x
qi
(t)}是否位于第一象限,若是,则计算{x
ii
(t),x
qi
(t)}与第一象限理论星座点ψ1的欧式距离d1,并将此iq数据判别为与最小距离对应的星座点ψ
1_opt
：
[0027]
ψ1＝[ψ
1,1
,ψ
1,2
,ψ
1,3
,...,ψ
1,w
]，
[0028]
d1＝[d
1,1
,d
1,2
,d
1,3
,...,d
1,w
]，
[0029][0030]
否则，进入步骤c2；
[0031]
c2：判断{x
ii
(t),x
qi
(t)}是否位于第二象限,若是,则计算{x
ii
(t),x
qi
(t)}与第二象限理论星座点ψ2的欧式距离d2,并将此iq数据判别为与最小距离对应的星座点ψ
2_opt
：
[0032]
ψ2＝[ψ
2,1
,ψ
2,2
,ψ
2,3
,...,ψ
2,x
]，
[0033]
d2＝[d
2,1
,d
2,2
,d
2,3
,...,d
2,x
]
[0034][0035]
否则，进入步骤c3；
[0036]
c3：判断{x
ii
(t),x
qi
(t)}是否位于第三象限,若是,则计算{x
ii
(t),x
qi
(t)}与第三象限理论星座点ψ3的欧式距离d3,并将此iq数据判别为与最小距离对应的星座点ψ
3_opt
：
[0037]
ψ3＝[ψ
3,1
,ψ
3,2
,ψ
3,3
,...,ψ
3,y
],
[0038]
d3＝[d
3,1
,d
3,2
,d
3,3
,...,d
3,y
],
[0039][0040]
否则，进入步骤c4；
[0041]
c4：计算{x
ii
(t),x
qi
(t)}与第四象限理论星座点ψ4的欧式距离d4,并将此iq数据判别为与最小距离对应的星座点ψ
4_opt
：
[0042]
ψ4＝[ψ
4,1
,ψ
4,2
,ψ
4,3
,...,ψ
4,z
]
[0043]
d4＝[d
4,1
,d
4,2
,d
4,3
,...,d
4,z
]
[0044]
[0045]
其中i＝1,2,3,
…
,n；
[0046]
w,x，y，z分别为选择的调制方式下的第一、二、三、四象限的星座点个数,d
jv
为{x
ii
(t),x
qi
(t)}与第j象限第v个理论星座点ψ
jv
之间的欧式距离,j＝1,2,3,4；v＝w,x,y,z；ψ
jv
＝(ψ
jv
_i,ψ
jv
_q)。
[0047]
进一步的，步骤d具体包括：
[0048]
d1：将判别后的信号送入鉴频/鉴相器计算差值dif(i)
[0049][0050]
其中符号函数sign(x)表达式为：
[0051][0052]
d2：设计二阶环路滤波器增益g1、g2，将通过鉴频/鉴相器的信号送入环路滤波器进行滤波得到uc(r):
[0053]
uc(r+1)＝g1
·
dif(r+1)+g2
·
dif(r)+uc(r)
[0054]
其中，uc(1)＝0,r＝1,2,3,
…
n-1；
[0055]
d3：环路滤波后的信号经过数字压控振荡器得到vco(r)：
[0056]
vco(r+1)＝vco(r)+uc(r)，
[0057]
其中，vco(1)＝0；
[0058]
d4：闭环反馈至步骤d1进行鉴频/鉴相，最终得到纠正频偏/相偏后的信号x
ic
(t)与x
qc
(t)：
[0059]
x
ic
(t)＝[x
ic_1
(t),x
ic_2
(t),...,x
ic_r
(t),...x
ic_n-1
(t)],
[0060]
x
qc
(t)＝[x
qc_1
(t),x
qc_2
(t),...,x
qc_r
(t),...x
qc_n-1
(t)]
[0061]
其中：
[0062]
x
ic_r
(t)＝x
ir
(t)
·
cos(vco(r))+x
qr
(t)
·
sin(vco(r)),
[0063]
x
qc_r
(t)＝x
qr
(t)
·
cos(vco(r))-x
ir
(t)
·
sin(vco(r))。
[0064]
本发明另一方面还提供了一种基于5g高阶调制信号分簇判别的载波同步装置，包括：
[0065]
参数设定模块：设定5g通信信号基本参数；
[0066]
信号产生模块：基于matlab产生设定参数下带频相偏的基带iq两路正交信号xi(t)与xq(t)；
[0067]
判别模块：基于分簇判别法依次判别输入的iq两路正交信号；
[0068]
纠偏模块：将判别后的信号经过锁频/锁相环纠正频相偏后得到信号x
ic
(t)与x
qc
(t)；
[0069]
误码率计算模块：抽样判决x
ic
(t)与x
qc
(t)，计算误码率ber。
[0070]
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
[0071]
本发明基于分簇判别法的锁频环(fll)和锁相环(pll),纠正5g高阶调制基带信号数据集的频偏相偏,对比纠正前后基带信号的星座图,实现载波同步，在保证一定精度的前提下,提高在5g高阶调制信号中载波同步的计算效率,加快工程应用；
[0072]
本发明在军用方面,准确捕获敌方发送的调制信号,提高译码率,为电子侦察,电子对抗等提供充足的信息量；在国防应用方面,快速准确的实现载波同步有助于加强国防通信建设；在民用方面,高效的载波同步将实现人与人,人与物,物与物之间更好的通信；在未来人工智能方面,有助于加速推进智慧互联的通信场景应用落地实现。
附图说明
[0073]
图1是本发明实施例的流程示意图；
[0074]
图2是本发明实施例的步骤a的流程示意图；
[0075]
图3是本发明实施例的步骤b的流程示意图；
[0076]
图4是本发明实施例的步骤c的流程示意图；
[0077]
图5是本发明实施例的步骤d的流程示意图；
[0078]
图6是本发明实施例的发送码元时域部分波形示意图；
[0079]
图7是本发明实施例的64qam理论星座图与带频偏的星座图对比图；
[0080]
图8是本发明实施例的64qam理论星座图与带相偏的星座图对比图；
[0081]
图9是本发明实施例的64qam理论星座图与带频相偏的星座图对比图；
[0082]
图10是本发明实施例的64qam纠频偏后的星座图；
[0083]
图11是本发明实施例的64qam纠相偏后的星座图；
[0084]
图12是本发明实施例的64qam纠频相偏后的星座图；
[0085]
图13是本发明实施例的基于分簇判别法纠频相偏前后的误码率ber对比图。
具体实施方式
[0086]
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
[0087]
本发明提出基于5g高阶调制信号分簇判别的载波同步方法及装置，用于提高在5g高阶调制信号中载波同步的计算效率,加快工程应用。
[0088]
下面结合附图以及具体实施例对本发明做进一步说明。
[0089]
本发明的流程如图1、2、3、4、5所示，具体包括：
[0090]
步骤a：设定5g通信信号基本参数.
[0091]
a1、本案例选择5g高阶调制方式-64qam，调制阶数m＝64；
[0092]
a2、设定码字长度l＝30000，符号速率fd＝250k baud，采样率fs＝2mhz，频偏fe＝0.25khz，相偏值pe＝π/6。
[0093]
步骤b：基于matlab产生初设参数下带频相偏的基带iq两路正交信号xi(t)与xq(t)；
[0094]
b1、基于matlab平台仿真步骤a1中的信号得到iq两路正交信号x_i(t)与x_q(t)；如图6所示为仿真发送码元时域部分波形；
[0095]
b2、设定信噪比范围0db～20db，对带频相偏的信号x_i(t)与x_q(t)进行高斯加噪得到xi(t)与xq(t):
[0096]
n＝30000/log2(64)＝5000，
[0097]
xi(t)＝[x
i1
(t),x
i2
(t),x
i3
(t),...x
i5000
(t)]，
[0098]
xq(t)＝[x
q1
(t),x
q2
(t),x
q3
(t),...x
q5000
(t)]；
[0099]
如图7所示为64qam理论星座图与带频偏的星座图对比(snr＝20db)，如图8所示为64qam理论星座图与带相偏的星座图对比(snr＝20db)，如图9所示为64qam理论星座图与带频相偏的星座图对比(snr＝20db)；
[0100]
步骤c：基于分簇判别法依次判别输入的iq两路正交信号；
[0101]
c1、判断{x
ii
(t)，x
qi
(t)}是否位于第一象限，若是，则计算{x
ii
(t)，x
qi
(t)}与第一象限理论星座点ψ1的欧式距离d1，并将此iq数据判别为与最小距离对应的星座点ψ
1_opt
：
[0102]
ψ1＝[ψ
1,1
,ψ
1,2
,ψ
1,3
,...,ψ
1,16
]，
[0103]
d1＝[d
1,1
,d
1,2
,d
1,3
,...,d
1,16
]，
[0104][0105]
否则，进入步骤c2；
[0106]
c2、判断{x
ii
(t)，x
qi
(t)}是否位于第二象限，若是，则计算{x
ii
(t)，x
qi
(t)}与第二象限理论星座点ψ2的欧式距离d2，并将此iq数据判别为与最小距离对应的星座点ψ
2_opt
：
[0107]
ψ2＝[ψ
2,1
,ψ
2,2
,ψ
2,3
,...,ψ
2,16
]，
[0108]
d2＝[d
2,1
,d
2,2
,d
2,3
,...,d
2,16
]
[0109][0110]
否则，进入步骤c3；
[0111]
c3、判断{x
ii
(t)，x
qi
(t)}是否位于第三象限，若是，则计算{x
ii
(t)，x
qi
(t)}与第三象限理论星座点ψ3的欧式距离d3，并将此iq数据判别为与最小距离对应的星座点ψ
3_opt
：
[0112]
ψ3＝[ψ
3,1
,ψ
3,2
,ψ
3,3
,...,ψ
3,16
]，
[0113]
d3＝[d
3,1
,d
3,2
,d
3,3
,...,d
3,16
]，
[0114][0115]
否则，进入步骤c4；
[0116]
c4、计算{x
ii
(t)，x
qi
(t)}与第四象限理论星座点ψ4的欧式距离d4，并将此iq数据判别为与最小距离对应的星座点ψ
4_opt
：
[0117]
ψ4＝[ψ
4,1
,ψ
4,2
,ψ
4,3
,...,ψ
4,16
]
[0118]
d4＝[d
4,1
,d
4,2
,d
4,3
,...,d
4,16
]
[0119][0120]
其中i＝1，2，3，
…
，5000。
[0121]
步骤d：将判别后的信号经过锁频/锁相环纠正频相偏后得到信号x
ic
(t)与x
qc
(t)；
[0122]
d1、将判别后的信号送入鉴频/鉴相器计算差值dif(i)
[0123][0124]
d2、设计二阶环路滤波器增益g1＝2-2
、g2＝2-11
，将通过鉴频/鉴相器的信号送入环路滤波器进行滤波得到uc(r):
[0125]
uc(r+1)＝g1
·
dif(r+1)+g2
·
dif(r)+uc(r)
[0126]
d3、环路滤波后的信号经过数字压控振荡器得到vco(r)：
[0127]
vco(r+1)＝vco(r)+uc(r)，
[0128]
d4、闭环反馈至步骤d1进行鉴频/鉴相，最终得到纠正频偏/相偏后的信号x
ic
(t)与x
qc
(t)：
[0129]
x
ic
(t)＝[x
ic_1
(t),x
ic_2
(t),...,x
ic_r
(t),...x
ic_4999
(t)]，
[0130]
x
qc
(t)＝[x
qc_1
(t),x
qc_2
(t),...,x
qc_r
(t),...x
qc_4999
(t)]
[0131]
x
ic_r
(t)＝x
ir
(t)
·
cos(vco(r))+x
qr
(t)
·
sin(vco(r))，
[0132]
x
qc_r
(t)＝x
qr
(t)
·
cos(vco(r))-x
ir
(t)
·
sin(vco(r))。
[0133]
如图10所示为64qam纠频偏后的星座图(snr＝20db)，如图11所示为64qam纠相偏后的星座图(snr＝20db)，如图12所示为64qam纠频相偏后的星座图(snr＝20db)。
[0134]
步骤e：抽样判决x
ic
(t)与x
qc
(t)，计算误码率ber；
[0135]
为使实验结果更加逼近真实值，解调系统及fll/pll采用500次的蒙特卡洛仿真，判决方式选择硬判决，基于分簇判别法纠频相偏前后的误码率ber如图13所示
[0136]
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。