一种基于密集假周期欺骗的扩频通信反截获方法

1.本发明属于电子对抗技术领域，具体涉及一种基于密集假周期欺骗的扩频通信反截获方 法。


背景技术：

2.在通信领域，扩频通信技术因其具有抗干扰、抗多径和安全性强等优点受到了广泛的应 用。非合作方采用的扩频通信截获技术使得扩频通信的安全性收到了挑战，因此扩频通信的 反截获技术成为了研究热点。在有非合作方对我合作方扩频通信信号试图进行截获的情况下， 合作通信方在不涉及扩频通信信号本身的前提下可以通过产生反截获信号的方法对非合作方 的信号处理系统进行误导。
3.目前，常见的反截获方法包含压制式和欺骗式。其中，欺骗式信号一般采用与扩频通信 信号类似的特征进而对非合作方的信号处理系统起到欺骗作用，是经常使用的通信反截获方 式。一般常见的欺骗式反截获方法是转发欺骗式，但是其转发时延的选取对反截获效果的影 响十分显著。


技术实现要素：

4.本发明的目的是提出一种新的欺骗式反截获信号的设计方法进而解决扩频通信信号反截 获的问题。为此，本方法对扩频通信过程中的反截获技术进行研究，主要目标对象是非合作 方信号处理系统的伪码周期检测器。在直接扩频通信建模的基础上，使用密集假周期欺骗式 反截获方法，使伪码周期检测器产生多个渐进局部最优不变量，提高信号的反截获性能。
5.为了便于理解，首先对dsss信号进行说明：
6.dsss信号是扩频通信中最常用的信号类型，它利用将高速伪码与低速信息码相乘使得原 始信号频带扩展。非合作方截获的采样后dsss信号y(n),n＝0,1,...,n-1可表示为：
[0007][0008]
其中n＝ml为截获样本长度，m为截获伪码序列的个数，l为截获伪码序列的长度，a 为截获信号的幅度，v(n)为方差为σ2的高斯白噪声；c(
·
)为伪码序列；b(
·
)为信息码序列， 其中g为扩频增益，为截获信号中信息符号的个数。
[0009]
其次，对验证本发明防护性能所使用的基于渐进局部最优不变量(asymptotic locally most-powerful invariant，almpi)的伪码周期检测器进行说明：
[0010]
在对伪码周期l
′
进行估计之前，检测器需要设置l
′
的检测范围[l
min
，l
max
]。在该范围内 计算每种可能的l
′
的almpi峰值：
[0011]
[0012]
其中，为l
′
的函数。
[0013]
若是检测正确的l
′
，则：
[0014]
e{t(l
′
)}＝a4l
′
m(l
′‑
1)(2l
′‑
1)(m-1)
[0015]
其中，m＝(n-(n)
l
)/l
′
，a是常数。
[0016]
若是检测不正确的l
′
，则：
[0017]
e{t(l
′
)}＜a4l
′
m(l
′‑
1)(2l
′‑
1)(m-1)
[0018]
本发明所要解决的技术问题由以下技术方案实现，为了方便解释采用bpsk调制方法， 具体步骤如下：
[0019]
s1：产生dsss基带信号：
[0020]
s1.1：使用线性移位寄存器产生长度为l的伪码序列c(l)，m序列或gold序列均可。
[0021]
s1.2：将信号序列b(m)(符号速率为rs)与伪码序列c(l)(码片速率为rc)进行kronecker 相乘，得到频带展宽的扩频序列s(t)(码片速率为rc)，其信号功率为p。
[0022]
s2：产生k个同频但不同伪码长度的dsss反截获信号：
[0023]
s2.1：随机生成长度为k＝1，2，
…
，k的随机序列1作为假的伪码序列ck(lk)，随机生成 随机序列2作为假的信息序列bk(mk)。
[0024]
s2.2：将bk(mk)(符号速率为rs)与ck(lk)(码片速率为rc)进行kronecker相乘，得到 频带展宽的同频但不同伪码长度的反截获信号jk(t)(码片速率为rc)，其信号功率为pk。将 dsss基带信号经过傅里叶变换到频域，得到信号的频域信息，包括信号的带宽和信号功率。
[0025]
s3：将序列s(t)和序列j1(t)，j2(t)，
…jk
(t)进行数字调制并相加，得到上变频前的发送信号 x(t)。
[0026]
s4：对x(t)进行上变频，通过天线发送。
[0027]
使用密集假周期欺骗方法，使伪码周期检测器产生多个渐进局部最优不变量，用多个虚 假的伪码周期密集地将真实伪码周期进行隐藏和掩盖，提高信号的反截获性能。
[0028]
本发明的有益效果是：
[0029]
本发明利用密集加周期欺骗式方法将dsss信号进行掩盖，利用功率更强的同频但不同伪 码序列长度的dsss反截获信号影响非合作方伪码周期检测器的判断。计算机仿真表明本发 明具有较好的性能，起到了对信号进行主动防护的作用。
附图说明
[0030]
图1是密集假周期方法的信号处理流程。
[0031]
图2是人为加入一定复高斯噪声的dsss信号频谱图。
[0032]
图3是未加入密集假周期欺骗式反截获时伪码周期检测器的检测结果。
[0033]
图4是加入密集假周期欺骗式反截获时伪码周期检测器的检测结果。
[0034]
图5是图4在[1140011500]范围内的检测结果放大图。
[0035]
图6是合作通信方在实施干信比为[15db～20db]的密集假周期欺骗式反截获后，接收端 误符号率曲线。
具体实施方式
[0036]
下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述，以便本领域的技术人员更好地理解本 发明。
[0037]
实施例1：
[0038]
本实施例的目的在于展示本发明对非合作方截获时的反截获效果。
[0039]
以伪码序列长度为4095的短码dsss信号为例，伪码速率为10.23mbps，合作方与非合 作方的接收机采样频率为28571khz，按照本发明的方法进行欺骗。其中密集假周期方法的 信号处理流程如图1所示。
[0040]
具体执行如下：
[0041]
s1:产生基带dsss信号。
[0042]
s1.1:根据移位寄存器结构得到长度为4095的伪码m序列。
[0043]
s1.2:将伪码序列和信息序列进行kronecker相乘得到基带短码dsss信号。考虑实际情 况(低信噪比条件)，人为加入一定复高斯噪声(snr＝-20db)，如图2所示，为了使后续的图 例显示更加清晰准确，此后的所有图例中均不再显示已经加入的复高斯噪声。若我方不按照 本发明的方法进行欺骗，直接对原始的序列s(t)进行数字调制并通过上变频后发送，非合作 方采用基于almpi的伪码周期检测器进行检测，检测结果如图3所示，检测峰值结果为 11437。而理论的伪码周期值为：28571k/10.23m
×
4095约为11437，理论与实际值相符合， 证明非合作方成功的截获到了我方的dsss信号。
[0044]
s2:产生密集假周期欺骗式反截获信号，利用不同伪码序列长度不同的dsss信号随机 地在理论伪码周期值11437附近生成信号功率大于dsss信号的假周期dsss信号，本次仿 真过程产生k＝6的假周期欺骗式dsss信号的序列j1(t),j2(t),
…jk
(t)，伪码序列长度分别为 4090、4092、4094、4096、4098和4100。
[0045]
s3:将序列s(t)和序列j1(t),j2(t),
…jk
(t)进行数字调制并相加，得到上变频前的发送信号 x(t)。
[0046]
s4:将信号x(t)上变频并发送。非合作方对此时施加密集假周期欺骗的信号进行截获并 检测，伪码周期检测器的检测结果如图4所示，检测峰值为11434，与理论值11437不符。 图5展示的是[11400 11500]的检测结果，可以发现，正确的伪码周期11437被6个假周期所 掩盖，对非合作方的信号检测起到了较好的反截获欺骗效果。
[0047]
实施例2
[0048]
本实施例的目的在于展示本发明对合作方的通信效果。
[0049]
分别向dsss信号中实施干信比为[15db～20db]的密集假周期欺骗，仿真次数为 k＝10000，计算误符号率，其误符号率曲线如图6所示。该图证明此方法的产生的干信比小 于17db左右时完全可以满足合作方的扩频通信的精度需求。