一种基于智能反射面的分区基站设计与立体覆盖方法

1.本发明涉及无线通信技术领域，尤其是涉及一种基于智能反射面的分区基站设计与立体覆盖方法。


背景技术：

2.智能反射面(intelligent reflecting surface,irs)是一块由大量无源反射单元组成的面板，它不仅可以重塑无线传播环境，提升能量和频谱效率，而且成本低廉，无收发机模块，能耗可近似忽略不计。这些优势使得智能反射面的应用领域十分广阔，受到了学术界和业界的关注和认可。
3.目前，对于irs辅助的无线网络架构设计可分为两个方面，其一是对irs单元结构和数量上的设计。反射面板的单元结构一般采用正负二极管，每个反射单元状态只有“0”和“1”两种，反射单元的间距、大小，以及数量都会影响到irs的反射性能。但是，现存的文献对于irs单元辐射方向图并没有过多的分析，一般假设irs单元辐射方向图为各向同性；其二是对irs部署方案的设计，主要有集中式irs和分布式irs两种主流方案。其中，集中式irs是将所有反射单元放置在一块面板，而分布式irs是将反射单元平均分配在多个面板上。不过，目前这两种方案只应用在基站与irs距离较远的场景中，还未有考虑irs部署在基站侧，并作为基站组成部分的场景。
4.但是，对irs单元辐射方向图以及基站侧集中式irs部署方案的研究都十分重要。对于前者，由于各向同性的辐射方向图在实际中不可实现，所以需要考虑irs具有各向异性的单元辐射方向图，即反射单元对不同入射角、出射角的电磁功率响应不同,这会造成irs在不同三维方向上的覆盖性能出现较大的差异，甚至在某些方向上irs的有效反射幅度为0。另外，在结合随距离和高度变化的多径信道统计特性后，单元辐射方向图还会对irs的立体覆盖性能产生新的影响。对于irs部署在基站侧的方案来说，将基站与irs的链路距离缩短能够有效降低双段路径损耗效应造成的影响，增加irs接收到的信号能量。
5.目前，传统基站方案有固定天线增益模式方案和密集多天线基站三维波束成形方案。固定天线增益模式方案存在旁瓣间隙覆盖不均问题，而密集多天线基站三维波束成形方案则有成本高、能耗大的缺点。特别地，三维波束成形方案在多小区干扰的场景下还会出现高空区域覆盖性能差的问题。在此背景下，基站侧集中式irs方案可利用irs成本低、能耗小、可实现无源波束成形等特性解决传统方案的上述问题。因此，研究基站侧集中式irs方案具有重要的实际意义。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于针对传统基站方案和现有irs辅助无线网络架构的问题，提供一种基于智能反射面的分区基站设计与立体覆盖方法。利用智能反射面成本低、能耗小、可实现无源波束成形等特性，不仅解决传统固定天线增益模式方案的旁瓣间隙覆盖不均问题，还化解了密集多天线基站三维波束成形方案成本高、能耗大的难题。此外，还针对智能
transactions on wireless communications,vol.18,no.11,pp.5394-5409,2019)，令i
m,n
幅度为a，则tx-i
m,n-ue链路的信道幅度可表示为最后，同理推出irs其他单元对应链路的信道幅度。
18.在步骤3)中，所述tx-irs-ue链路总接收功率pr的表达式为：
[0019][0020]
其中，β0是参考距离为1米时的平均信道增益；分别表示tx、irs的辐射方向图；分别表示tx端到i
m,n
的俯仰角和水平角、i
m,n
到ue端的俯仰角和水平角；表示tx到i
m,n
的距离；pl是irs-ue链路间的大尺度损耗，单位为w；ξ
′
m,n
是小尺度衰落因子，其模值服从参数为k的莱斯分布；g
ρ
描述的是在irs的单元辐射方向图从各向同性转变到各向异性的过程中所产生的信噪比增益(h.yang et al,“impact analysis of directional antennas and multiantenna beamformers on radio transmission,”in ieee transactions on vehicular technology,vol.57,no.3,pp.1695-1707,2008)。
[0021]
本发明采用基站侧集中式irs的设计，首先根据irs的反射单元数量、irs与tx的相对位置来确定信号发送端的tx向irs发射的波束特征；接着，根据信道模型推导出tx-irs-ue链路的信道幅度和ue的总接收功率；然后，依照单小区或多小区场景求出ue位置的瞬时信噪比和瞬时速率，进而得到ue的平均吞吐量；最后，将上述步骤推广到irs服务分区内的其他ue，得到整个分区的平均吞吐量分布情况。
[0022]
与现有技术相比，本发明具有以下突出优点：
[0023]
1、本发明提出基站侧集中式irs模型，首次把irs纳入为基站的一个组成部分，有效削弱了双段路径损耗效应带来的影响。
[0024]
2、本发明考虑irs具有各向异性的单元辐射方向图，并结合随距离和高度变化的多径信道统计特性进行设计，使发明更贴近实际场景。
[0025]
3、本发明不仅解决传统固定天线增益模式方案的旁瓣间隙覆盖不均问题，还化解密集多天线基站三维波束成形方案能耗大、成本高的难题。
[0026]
4、针对立体覆盖性能，本发明全面优于传统固定天线增益模式方案。与密集多天线基站三维波束成形方案相比，本发明对地面用户的覆盖性能与之相当，但对空中用户的覆盖，本发明显著优于三维波束成形方案。综上，本发明的立体覆盖综合性能均优于两种传统的基站方案。
附图说明
[0027]
图1为本发明实施例的单小区系统模型图。
[0028]
图2为本发明实施例的多小区系统模型图。
[0029]
图3为本发明实施例的单小区场景对应的方法流程图。
[0030]
图4为本发明实施例的多小区场景对应的方法流程图。
[0031]
图5为单小区固定天线增益模式和三维波束成形的基站平均吞吐量分布图。
[0032]
图6为单小区基站侧集中式irs方案平均吞吐量分布图。
[0033]
图7为多小区固定天线增益模式和三维波束成形的基站平均吞吐量分布图。
[0034]
图8为多小区基站侧集中式irs方案平均吞吐量分布图。
具体实施方式
[0035]
以下实施例将结合附图对本发明作进一步详细描述。
[0036]
本发明提出基站侧集中式智能反射面的新型蜂窝基站设计方案，如说明书图1所示，其中包含一个馈源天线(transmitter,tx)和一块集中式智能反射面(intelligent reflecting surface,irs)，作为蜂窝基站的一个分区实现。该方案利用智能反射面成本低、能耗小、可实现无源波束成形等特性，不仅解决了传统固定天线增益模式方案的旁瓣间隙覆盖不均问题，还化解了密集多天线基站三维波束成形方案成本高、能耗大的难题。此外，该方案还针对智能反射面具有各向异性的单元辐射方向图，以及随距离和高度变化的多径信道统计特性进行相关设计。其中，单元辐射方向图的引入将直接且显著地影响智能反射面对于不同方向的入射、出射信号的响应以及相应的立体覆盖性能，同时它还会改变多径信道的统计特性。
[0037]
本发明实施例包括以下步骤：
[0038]
1、单小区系统模型的建立
[0039]
考虑一个120
°
分区的用户(user equipment,ue)区域，假设分区基站由一个tx和一块元件个数为n
irs
＝m
×
n的无源irs构成，为地面ue(或空中ue)提供通信服务。如图1所示，假设irs的水平旋转角为αh，垂直旋转角为αv，其取值范围均为[α
l
,αu]。根据水平和垂直旋转角计算出irs反射单元的视轴boresight＝[cosα
h cosαv,sinα
h cosαv,sinαv]。以irs中心单元为原点建立笛卡尔三维坐标系。假设irs放置在x-y平面上，高度为h
irs
。根据其中心坐标w
irs
＝(0,0,0)，可以得到irs任意点i
m,n
的坐标为的坐标为其中dh,dv为irs反射单元间的间隔，取值一般在范围之内(w.tang et al,“wireless communication with reconfigurable intelligent surface:path loss modeling and experimented measurement,”in ieee transactions on wireless communications,vol.20,no.1,pp.421-439,2021)。在该模型中，考虑irs单元具有各向异性的辐射方向图，设为设g
irs
为每个反射单元的功率增益。馈源天线tx放置在距离irs中心单元d米处的位置，坐标为q＝(0,0,d)。馈源天线tx的功率方向图设为天线功率增益为g
t
。考虑一个带有一根全向天线的目标ue，其天线增益g
ue
＝1，坐标表示为u＝(u
x
,uy,uz)。
[0040]
本系统的和表达式如下，其中g代表功率增益，θ,分别表示俯仰角和水平角，如图1所示。
[0041]
[0042]
2、多小区系统模型的建立
[0043]
多小区系统模型即在单小区系统模型的基础上进行扩展。每个小区划分为三个120
°
分区，半径为r，各分区由单个基站侧集中式irs为用户提供通信服务，基站模型与单小区场景的相同。
[0044]
3、实现目标
[0045]
验证具有各向异性irs单元辐射方向图的基站侧集中式irs设计方案在分区内实现立体覆盖的可行性，并将其与传统基站固定天线增益模式、密集多天线基站三维波束成形方案进行综合性能比较。
[0046]
4、具体实现过程
[0047]
为实现步骤3中的目标，本实施例主要通过控制六个变量，irs反射单元数n
irs
、单元辐射方向图单元排列方式、视轴boresight、馈源天线tx与irs的距离d、馈源天线tx的增益g
t
。
[0048]
a)根据初始化参数生成馈源天线tx向irs发射的波束，实现irs表面全覆盖
[0049]
结合irs的位置、视轴、单元排列方式、单元辐射方向图以及馈源天线tx与irs的相对距离d等参量，生成馈源天线tx向irs发射的窄波束(即半功率波束宽度θ/2≤15
°
)。由于馈源天线tx的方向图与天线增益g
t
具有对应关系，且窄波束的宽度θ也与方向图有如下的对应关系(假设传输总能量为1)：所以在调节馈源天线tx的增益g
t
时会影响波束宽度θ的大小。另外，为了让irs在尽可能接收到波束全部能量的同时，充分利用所有单元进行信号反射，系统将通过调整馈源天线tx与irs的距离d实现irs平面全覆盖。根据conic-section理论可知，从馈源天线tx发射的波束主瓣呈圆锥状，在irs上的投影为椭圆形，这样irs被波束覆盖的面积即可由椭圆面积公式推出。设椭圆长半轴和短半轴分别为α,β，离心率为∈，则有如下公式：分别为α,β，离心率为∈，则有如下公式：θ
0,0
为波束到irs中心单元的入射角，为馈源天线tx到irs中心单元i
0,0
的距离，其大小与d有关。由上述式子可得椭圆面积为s＝παβ。当s＝s
irs
时，波束实现对irs表面全覆盖。
[0050]
b)计算出tx-irs-ue链路的信道幅度
[0051]
如图1所示，tx-irs-ue链路的信道幅度可拆分为tx-irs链路、irs-ue链路两个部分进行求解。
[0052]
首先是tx-irs链路，该链路较短，假设其周围无散射体分布，因此tx与irs反射单元i
m,n
的信道可采用自由空间路径损耗模型进行建模，得到幅度表示在参考距离为1米时的平均信道增益，为馈源天线tx到i
m,n
的距离。
[0053]
接着是irs-ue链路，鉴于该链路较长，这里考虑链路周围存在大量散射体分布。原先当irs单元辐射方向图为各向同性时，i
m,n-ue链路的信道幅度可表示为pl表示大尺度路径损耗，其公式参数遵从3gpp tr 36.777v1.0.0技术报告中的设置(3gpp tr36.777,“study on enhanced lte support for aerial vehicles”,v1.0.0.)。ξ
m,n
为功
率归一化的随机变量，其模值服从参数为k的莱斯分布。注意到，当irs单元具有各向异性的单元辐射方向图时，方向图的变化将导致莱斯因子(k)以及信噪比(ρ)的改变。为了便于描述莱斯因子(k)以及信噪比(ρ)的变化，这里定义两个参数gk和g
ρ
，分别表示莱斯因子的增益和信噪比的增益假设系统总噪声不变，则参量g
ρ
还可延伸表示为信号功率增益。当假设irs各单元的间距为时，可近似认为irs各单元对应的小尺度衰落均服从同一个参数k的莱斯分布，且相互独立。由此，可以先选择irs中心反射单元进行推导，求得方向图改变后的莱斯分布参数k
′
后，再推广到irs其他反射单元。莱斯因子是视距路径能量与非视距路径能量之比。其中视距路径能量表示为视距路径能量之比。其中视距路径能量表示为分别为irs中心单元与ue在视距信道下的俯仰角和水平角；对于非视距路径分量，考虑一般的散射体分布，记散射体的角功率谱为此时，散射径的总能量e为当irs具有各向异性的单元辐射方向图时，散射体的角功率谱表示为对应的散射径总能量e
′
为此时，散射波产生的能量增益ea可表示为结合上述式子可得，结合上述式子可得，所以当irs单元有各向异性的辐射方向图时，对应的莱斯因子为k
′
＝kgk。至此，i
m,n-ue链路的信道幅度可重新表示为ξ
′
m,n
为功率归一化后的随机变量，其模值服从参数为k
′
的莱斯分布。假设系统总噪声功率不变，则g
ρ
也表示了从ξ
m,n
变换到ξ
′
m,n
的过程中所产生的功率增益。
[0054]
c)计算出tx-irs-ue链路的总接收功率
[0055]
根据步骤b的结果，可以首先得到i
m,n
的接收功率，表达式如下：
[0056][0057]
接着，假设i
m,n
的反射系数幅度a
m,n
＝a，则i
m,n
的反射功率p
reflect
与其接收功率有如下关系：p
reflect
＝pr
m,n
×
a2。假设i
m,n
能够调节并对齐其相位(q.wu and r.zhang,“intelligent reflecting surface enhanced wireless network via joint active and passive beamforming,”in ieee transactions on wireless communications,vol.18,no.11,pp.5394-5409,2019)，则tx-i
m,n-ue链路的总接收功率将类似的推导过程推广至irs其他单元，最终得到tx-irs-ue链路的总接收功率为：
[0058]
[0059]
d)若考虑单小区场景，则tx-irs-ue链路总信噪比即为其中n0为加性高斯白噪声，b为一个时隙被分配到的带宽。然后执行步骤e；若考虑多小区场景，首先假设irs与ue的接入协议遵循距离最小原则进行接入。如图2所示，对于分区1的用户，根据距离最小原则，全部用户由irs1提供通信服务。其他干扰小区的irs与分区1内的目标ue链路为干扰链路，这些irs的单元相位φ
m,n,c
为随机值。对于干扰链路，目标ue的接收功率可表示为：
[0060][0061]
其中，表示tx-i
m,n,c
和i
m,n,c-ue链路的总相位。目标ue接收到其他分区irs的总干扰功率表示为λi是所有irs组成的集合，记提供通信服务的irs为irs1，p
r,c
是来自除irs1之外的其他分区irs的干扰功率。在多小区场景下，目标ue对应的总信噪比公式为
[0062]
e)对tx-irs-ue链路进行f次信道衰落实现，计算出ue所在位置对应的瞬时速率rf＝log2(1+ρ)，再根据得到ue位置对应的平均吞吐量。
[0063]
f)重复步骤a)～e)，计算出基站在分区内其他ue位置上的平均吞吐量，最终得到基站侧集中式irs方案的立体覆盖区域平均吞吐量分布情况。单小区、多小区场景对应的平均吞吐量具体计算流程步骤分别见图3和4。
[0064]
5、结果分析
[0065]
取载波频率fc＝2ghz，波长λ＝0.15m，irs单元间隔irs的单元数n
irs
＝10
×
10,排列方式为正方形，辐射方向图水平旋转角αh＝0，垂直旋转角αv＝0，视轴boresight＝[1,0,0],单元幅度a＝0.9。馈源天线tx实现irs单元全覆盖的距离d＝1.58m，馈源天线tx的增益g
t
＝16.2db。如图2所示，选择分区1作为指定用户区域(红色区域)，取h
ue
＝1.5m,120m分别表示地面ue和空中ue，研究在分区1的基站立体覆盖区域的平均吞吐量分布。在该结果分析中，还将基站侧集中式irs方案与传统的固定辐射方向图基站，以及三维波束成形基站方案进行性能比较，其中固定天线增益模式基站天线数为n
fix
＝10
×
10，三维波束成形基站天线数为n
3d
＝10
×
10。针对每个ue位置，tx-irs-ue链路都进行了f＝500次信道衰落实现。
[0066]
(1)单小区场景下三种方案对应的用户区域平均吞吐量分布情况
[0067]
首先，考虑单小区场景。图5展示固定天线增益模式和三维波束成形的基站立体覆盖性能。如图所示，固定天线增益模式基站对地面ue的覆盖优于对空中ue的覆盖。这是因为该基站的天线倾斜角固定向下，其主瓣能量集中传递给了地面ue，而空中ue仅能接收到旁瓣能量，所以造成地面ue与空中ue的平均吞吐量差异较大。另外，从图5中可观察到固定天线增益模式方案存在旁瓣间隙问题，这会导致ue区域的信号覆盖不均匀。相比之下，三维波束成形基站方案，不仅能利用其灵活调整波束角度的特性对地面ue和空中ue实现均匀覆盖，而且还能通过波束成形提高ue的平均吞吐量。
[0068]
图6展示单元辐射方向图为cosθ和cos3θ的基站侧集中式irs方案覆盖性能。如图6所示，该基站同样能够改变反射单元的相位，利用无源波束成形将信号传递给ue，对地面和空中ue区域的覆盖更具有公平性。值得注意的是，单元辐射方向图为cos3θ的基站总平均吞吐量要大于单元辐射方向图为cosθ的基站。这是因为cos3θ对应的反射单元功率增益大于cosθ对应的功率增益。此外，基站侧集中式irs方案的覆盖性能与三维波束成形的基站方案相近，但是前者的成本以及功耗开销都要低于后者。综合来看，单小区场景下，基站侧集中式irs方案要优于三维波束成形的基站方案。
[0069]
(2)多小区场景下三种方案对应的用户区域平均吞吐量分布情况
[0070]
接着，考虑多小区场景，21个分区基站的参数设置与单小区的一致，见附图2。假设固定天线增益模式和三维波束成形的基站接入协议也遵循距离最小原则，将二者与基站侧集中式irs方案的用户平均吞吐量分布情况进行比较。
[0071]
图7展示多小区场景下固定天线增益模式和三维波束成形的基站覆盖情况。如图7所示，引入多小区干扰后，其他分区基站会与分区1内的ue建立干扰链路，所以ue区域的平均吞吐量较单小区无干扰场景明显减小。特别地，三维波束成形方案在多小区场景下对应的空中ue平均吞吐量急剧下降。这是因为高空中的障碍物和散射体较少，视距概率接近为1，各基站与ue链路的视距路径能量占总能量的绝大部分，导致ue受到的干扰会明显增强。
[0072]
图8展示多小区场景下，单元辐射方向图为cosθ和cos3θ的基站侧集中式irs方案覆盖性能。如图所示，相较三维波束成形方案而言，基站侧集中式irs方案对应的地面ue平均吞吐量分布相似，但空中ue平均吞吐量分布差异非常大。这是因为，一方面，当基站侧集中式irs单元与三维波束成形基站天线的相位均与用户对齐时，irs对应的power scaling law为n2,而有源天线对应的power scaling law为n，其中n表示天线数，所以对于提供通信服务的分区1基站来说，虽然基站侧集中式irs方案有双段路径损耗效应的影响，但irs的n2增益量级可在一定程度上补偿这一影响，使得两种方案下ue接收到的有用信号能量相当；另一方面，当干扰分区基站与ue的相位未对齐时，irs和有源天线的power scaling law都为n，但是干扰分区的基站侧集中式irs会因双段路径损耗效应导致ue受到的干扰能量很小。所以，基站侧集中式irs方案对空中用户覆盖性能更好。至于地面ue，由于地面障碍物和散射体多，干扰分区基站和ue的链路非视距概率大，对应的路径损耗指数大，非视距能量占总能量的绝大部分。对三维波束成形方案来说，这在一定程度上降低了相邻分区对ue的干扰；对基站侧集中式irs方案来说，缩小了因双段路径损耗效应造成与三维波束成形方案的性能差异。因此这两种方案对地面ue的覆盖性能接近。综上，多小区场景下，基站侧集中式irs方案的立体覆盖性能仍优于三维波束成形基站方案。
[0073]
(3)多小区场景下三种方案的综合性能指标比较
[0074]
此外，对三种方案在ue区域的总平均吞吐量和覆盖区域的公平性两个指标进行比较，见表1，2所示。对于地面ue，三维波束成形方案的总平均吞吐量和公平性都是最大的，固定天线增益模式的都是最小的。基站侧集中式irs方案的两种情形对应指标都略低于三维波束成形。但对于空中ue，基站侧集中式irs方案的性能比固定天线增益模式和三维波束成形的方案要好得多。其中，单元辐射方向图为cosθ的方案在总平均吞吐量和公平性两个指标均优于单元辐射方向图为cos3θ的方案，这与单小区无干扰场景有所区别，原因是单元辐射方向图(cosθ)q的q值越大时，对应的功率增益越大，在多小区场景里其他分区基站对分
区1的ue干扰也就越强。这也说明了单元辐射方向图的选择会影响到分区基站的立体覆盖性能。综上所述，在该仿真实验中，基于单元辐射方向图为cosθ的基站侧集中式irs方案综合立体覆盖性能在多小区场景是最优的。
[0075]
表1地面用户区域总平均吞吐量和公平性
[0076][0077]
表2空中用户区域总平均吞吐量和公平性
[0078][0079]
说明：irscos：单元辐射方向图为cosθ的基于irs的基站方案；irscos3：单元辐射方向图为cos3θ的基于irs的基站方案；fp：固定天线增益模式基站方案；3d beamforming：密集多天线基站三维波束成形基站方案。
[0080]
本发明提出基站侧集中式智能反射面的新型蜂窝基站设计方案，该方案利用智能反射面成本低、能耗小、可实现无源波束成形等特性，不仅解决传统固定天线增益模式方案的旁瓣间隙覆盖不均问题，还化解密集多天线基站三维波束成形方案成本高、能耗大的难题。此外，该方案还针对智能反射面具有各向异性的单元辐射方向图，以及随距离和高度变化的多径信道统计特性进行相关设计。其中，单元辐射方向图的引入将直接且显著地影响智能反射面对于不同方向的入射、出射信号的响应以及相应的立体覆盖性能，同时它还会改变多径信道的统计特性。综合来看，该方案很好地解决传统基站设计方案的问题并在设计中考虑了多种影响因素，具有重要的实际意义。
[0081]
上述实施例仅为本发明的较佳实施例，不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明申请范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本发明的专利涵盖范围之内。