发射电路中的相位和振幅误差校正的制作方法

发射电路中的相位和振幅误差校正
1.相关专利申请
2.本技术要求2021年9月16日提交的临时专利申请序列号63/245,160和2021年9月16日提交的临时专利申请序列号63/245,151的权益，前述临时专利申请的公开内容以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
3.本公开的技术大体上涉及校正发射电路中的振幅-振幅(am-am)和振幅-相位(am-pm)误差。


背景技术：

4.移动通信装置对于提供无线通信服务而言，在当前社会中已变得越来越普遍。这些移动通信装置的普及部分地由目前在此类装置上启用的许多功能驱动。此类装置处理能力的增强意味着移动通信装置已从纯通信工具演化为能够增强用户体验的复杂移动多媒体中心。
5.重新定义的用户体验依赖于由高级第五代(5g)和5g新无线电(5g-nr)技术提供的更高数据速率，所述技术通常以毫米波频谱发射和接收射频(rf)信号。鉴于rf信号更易受到毫米波频谱中的衰减和干扰，rf信号通常由最先进的功率放大器放大，以帮助在发射之前将rf信号增加到更高的功率。
6.在典型发射电路中，收发器电路被配置成生成rf信号，功率管理电路被配置成生成调制电压，功率放大器电路被配置成基于调制电压放大rf信号，并且天线电路被配置成以一个或多个发射频率发射rf信号。功率放大器电路还可经由rf前端电路(例如，滤波器、开关等)耦合到天线电路。值得注意的是，功率放大器电路的输出反射系数(例如，s
22
)可以与rf前端电路的输入反射系数(例如,s
11
)相互作用，以引起rf信号中的组延迟，从而可能在调制电压中产生振幅到振幅(am-am)误差和/或在rf信号中产生振幅到相位(am-pm)误差。因此，期望校正所有发射频率中的am-am和am-pm误差，以帮助防止不期望的振幅畸变和/或频谱再增长，特别是当rf信号跨越宽调制带宽(例如≥200mhz)调制时。


技术实现要素：

7.本公开的实施例涉及发射电路中的相位和振幅误差校正。所述发射电路包含收发器电路、功率管理集成电路(pmic)和功率放大器电路。所述收发器电路从输入向量生成射频(rf)信号，所述pmic生成调制电压，并且所述功率放大器电路基于所述调制电压放大所述rf信号。当功率放大器电路耦合到rf前端电路(例如，滤波器/多路复用器)时，功率放大器电路的输出反射系数(例如，s
22
)可以与rf前端电路的输入反射系数(例如，s
11
)相互作用，以产生跨越发射电路的调制带宽的不需要的振幅-振幅(am-am)和振幅-相位(am-pm)误差。在这方面，在本文公开的实施例中，基于多个复杂滤波器(complex filter)均衡所述输入向量，从而使得所述am-am和am-pm误差在所述发射电路中得以校正。因此，有可能减少跨
越所述发射电路的所述调制带宽的不期望的瞬时过度压缩和/或频谱再增长。
8.在一个方面，提供一种发射电路。所述发射电路包含pmic。所述pmic包含相位校正电路。所述相位校正电路被配置成接收调制目标电压和多个目标频率之中的所选目标频率的指示。所述相位校正电路还被配置成基于调制目标电压确定对应于参考频率的参考相位校正电压。所述相位校正电路还被配置成确定对应于所选目标频率的缩放因子。所述相位校正电路还被配置成基于确定的参考相位校正电压和确定的缩放因子生成相位校正电压。所述pmic还包含功率放大器电路。所述功率放大器电路包含移相器。所述移相器被配置成基于相位校正电压确定相位偏移。所述移相器还被配置成将相位偏移应用于为在所选目标频率中发射而调制的rf信号，从而生成相位偏移rf信号。
9.在另一方面，提供了一种用于校正发射电路中的相位和振幅误差的方法。所述方法包含接收调制目标电压和多个目标频率之中的所选目标频率的指示。所述方法还包含基于调制目标电压确定对应于参考频率的参考相位校正电压。所述方法还包含确定对应于所选目标频率的缩放因子。所述方法还包含基于确定的参考相位校正电压和确定的缩放因子生成相位校正电压。所述方法还包含基于相位校正电压确定相位偏移。所述方法还包含将相位偏移应用于为在所选目标频率中发射而调制的rf信号，从而生成相位偏移rf信号。
10.在另一方面，提供一种pmic。所述pmic包含相位校正电路。所述相位校正电路被配置成接收调制目标电压和多个目标频率之中的所选目标频率的指示。所述相位校正电路还被配置成基于调制目标电压确定对应于参考频率的参考相位校正电压。所述相位校正电路还被配置成确定对应于所选目标频率的缩放因子。所述相位校正电路还被配置成基于确定的参考相位校正电压和确定的缩放因子生成相位校正电压。所述pmic还包含电压调制电路。所述电压调制电路被配置成基于调制目标电压生成调制电压。
11.本领域技术人员在阅读以下对于优选实施例的具体说明以及相关的附图后，将会认识到本公开的范围并且了解其另外的方面。
附图说明
12.并入本说明书中并形成本说明书的一部分的附图说明了本公开的几个方面，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。
13.图1a是示例性现有发射电路的示意图，其中当功率放大器电路耦合到射频(rf)前端电路时可能产生不需要的振幅-振幅(am-am)和振幅-相位(am-pm)误差；
14.图1b是提供图1a中的功率放大器电路的输出级的示例性图示的示意图；
15.图1c是示例性等效模型的示意图，提供因图1a中的功率放大器电路与rf前端电路14之间的耦合而产生的不需要的电压畸变滤波器的示例性图示；
16.图1d是示出跨越多个发射频率的多个组延迟的分布的图形；
17.图1e是示出跨越多个发射频率的多个可变相位误差的分布的图形；
18.图1f是示出跨越多个发射频率的am-am和am-pm误差的分布的图形；
19.图2是可根据本公开的实施例被配置成校正跨越包含多个发射频率的调制带宽的am-am和am-pm误差的示例性发射电路的示意图；
20.图3是示出根据本公开的实施例配置的图2发射电路中的收发器电路的示意图；
21.图4a是示出跨越多个发射频率的多个恒定组延迟的分布的图形；
22.图4b是示出图4a中的跨越多个发射频率的多个线性相关可变相位误差的分布的图形；
23.图5是示出根据本公开的实施例配置的图2发射电路中的缩放电路的示意图；以及
24.图6是可以由图2发射电路执行以校正发射电路中的am-am和am-pm误差的示例性过程的流程图。
具体实施方式
25.下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并说明实践实施例的最佳模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
26.应理解，尽管术语第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所用，术语“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。
27.应当理解，当诸如层、区或衬底的元件被称为“在另一元件上”或“延伸到”另一元件上时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当诸如层、区或衬底的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方”延伸时，不存在中间元件。还将理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
28.诸如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语在本文中可以用于描述一个元件、层或区与如图所示的另一元件、层或区的关系。应理解，这些术语和上面讨论的那些旨在包括除附图中描绘的定向之外的装置的不同定向。
29.本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文所用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a/an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，术语“包括(comprises/comprising)”和/或包含(includes/including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或它们的群组。
30.除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包含技术和科学术语)具有与本领域普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否则本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。
31.本公开的实施例涉及发射电路中的相位和振幅误差校正。所述发射电路包含收发器电路、功率管理集成电路(pmic)和功率放大器电路。所述收发器电路从输入向量生成射频(rf)信号，所述pmic生成调制电压，并且所述功率放大器电路基于所述调制电压放大所
述rf信号。当功率放大器电路耦合到rf前端电路(例如，滤波器/多路复用器)时，功率放大器电路的输出反射系数(例如，s
22
)可以与rf前端电路的输入反射系数(例如，s
11
)相互作用，以产生跨越发射电路的调制带宽的不需要的振幅-振幅(am-am)和振幅-相位(am-pm)误差。在这方面，在本文公开的实施例中，基于多个复杂滤波器均衡所述输入向量，从而使得所述am-am和am-pm误差在所述发射电路中得以校正。因此，有可能减少跨越所述发射电路的所述调制带宽的不期望的瞬时过度压缩和/或频谱再增长。
32.在讨论根据本公开的发射电路之前，从图2开始，首先提供对现有发射电路的简要论述，以帮助理解当功率放大器电路耦合到例如滤波器/多路复用器电路的rf前端电路时，可能如何产生不需要的am-am和am-pm误差。
33.图1a是示例性现有发射电路10的示意图，其中当功率放大器电路12耦合到rf前端电路14时可能在功率放大器电路12上产生不需要的电压畸变滤波器h
iv
(s)。值得注意的是，在不需要的电压畸变滤波器h
iv
(s)中，“s”是拉普拉斯(laplace)变换的表示。现有发射电路10包含收发器电路16、功率管理集成电路(pmic)18和发射器电路20，所述发射器电路可以包含例如天线(未示出)。
34.收发器电路16被配置成生成具有时变输入功率p
in
(t)的rf信号22，所述时变输入功率对应于时变电压包络24并将rf信号22提供到功率放大器电路12。收发器电路16还被配置成生成时变目标电压v
tgt
，所述时变目标电压与跟踪rf信号22的时变电压包络24的时变目标电压包络26相关联。pmic 18被配置成生成具有时变调制电压包络28的调制电压v
cc
，所述时变调制电压跟踪时变目标电压v
tgt
的时变目标电压包络26，并将调制电压v
cc
提供到功率放大器电路12。功率放大器电路12被配置成基于调制电压v
cc
将rf信号22放大到与时变输出电压包络30相关联的时变输出电压v
out
。接着，功率放大器电路12将放大的rf信号22提供到rf前端电路14。rf前端电路14可以包含例如在将放大的rf信号22提供到发射器电路20以进行发射之前对放大的rf信号22执行进一步频率滤波的滤波器电路。
35.图1b是提供图1a中的功率放大器电路12的输出级32的示例性图示的示意图。图1a和1b之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
36.输出级32可包含至少一个晶体管34，例如双极结晶体管(bjt)或互补金属氧化物半导体(cmos)晶体管。以bjt为例，晶体管34可包含基极b、集电极c和发射极e。基极b被配置成接收偏置电压v
bias
，且集电极c被配置成接收调制电压v
cc
。集电极c还耦合到rf前端电路14，并且被配置成以输出电压v
out
输出放大的rf信号22。在这方面，输出电压v
out
可以取决于调制电压v
cc
。可以理解的是，当时变调制电压包络28与时变输出电压包络30对准时，功率放大器电路12将以良好效率和线性度操作。
37.图1c是示例性等效模型36的示意图，提供因图1a的现有发射电路10中的功率放大器电路12与rf前端电路14之间的耦合而产生的电压畸变滤波器h
iv
(s)的示例性图示。图1a-1c之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
38.在等效模型36中，v
pa
和z
pa
分别表示功率放大器电路12的输出级32和功率放大器电路12的固有阻抗，并且z
11
表示与rf前端电路14的输入端口相关联的固有阻抗。在本文中，v
out
表示在功率放大器电路12耦合到rf前端电路14之前与rf信号22相关联的输出电压，且v'
out
表示在功率放大器电路12耦合到rf前端电路14之后与rf信号22相关联的输出电压。在下文中，输出电压v
out
和v'
out
分别被称为“非耦合输出电压”和“耦合输出电压”以进行区分。
39.代表耦合输出电压v'
out
的拉普拉斯变换可以下面等式(等式1)表示。
[0040][0041][0042]
在上述等式(等式1)中，t
pa
(s)表示回望到功率放大器电路12的输出级32的反射系数，并且ti(s)表示到rf前端电路14的反射系数。值得注意的是，t
pa
(s)和ti(s)是含有振幅和相位信息的复杂滤波器。在这方面，t
pa
(s)、ti(s)以及因此电压畸变滤波器h
iv
(s)取决于调制带宽、rf频率和/或电压立波比(vswr)等因素。
[0043]
等式(等式1)表明当功率放大器电路12耦合到rf前端电路14时，耦合输出电压v'
out
将通过电压畸变滤波器h
iv
(s)将从非耦合输出电压v
out
改变。此外，由电压畸变滤波器h
iv
(s)引起的非耦合输出电压v
out
的改变可能在rf信号22的整个调制带宽中的所有频率中发生。结果，耦合输出电压v'
out
可能与rf信号22的调制带宽上的调制电压v
cc
未对准，因此跨越现有发射电路10的调制带宽产生取决于频率的am-am误差am
err
。
[0044]
返回参考图1a，当功率放大器电路12耦合到rf前端电路14时，功率放大器电路12的输出反射系数(例如，s
22
)可以与rf前端电路14的输入反射系数(例如，s
11
)相互作用，以在rf信号22中产生组延迟τ。可以下面等式(等式2)表示的组延迟τ可以在功率放大器电路12处引起相位误差δφ，从而在rf信号22中产生am-pm误差φ
err
。
[0045]
τ＝-δφ/δt
ꢀꢀꢀ
(等式2)
[0046]
研究表明，每个发射频率中的组延迟τ根据时变输入功率p
in
(t)而变化，如图1d所示。图1d是示出图1a中的rf信号22的跨越调制带宽内的多个发射频率f
1-fm的组延迟τ的分布的图形。如图1d中所示，发射频率f
1-fm中的每一个与多个可变组延迟τ1(p
in
)-τm(p
in
)中的相应一个相关联，并且可变组延迟τ1(p
in
)-τm(p
in
)中的每一个根据时变输入功率p
in
(t)而独立变化。
[0047]
考虑到组延迟τ与等式(等式2)中的相位误差δφ之间的关系，与可变组延迟τ1(p
in
)-τm(p
in
)中的每一个相关联的相位误差δφ还将根据时变输入功率p
in
(t)而变化。图1e是示出图1a中的rf信号22的跨越发射频率f
1-fm的可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)的分布的图形。如图1e中所示，发射频率f
1-fm中的每一个与多个可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)中的相应一个相关联。此外，对于任何给定水平的时变输入功率p
in
(t)，与发射频率f
1-fm中的相应一个相关联的可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)相对于与任何其它发射频率f
1-fm相关联的任何其它可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)是非线性的。例如，对于时变输入功率p
in
(t)的任何给定值，与发射频率f1相关联的可变相位误差δφ1(p
in
)相对于与发射频率fm相关联的可变相位误差δφm(p
in
)是非线性的。
[0048]
与取决于频率的振幅误差am
err
类似，由可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)产生的am-pm误差φ
err
也是取决于频率的。图1f是示出图1a中的rf信号22的跨越发射频率f
1-fm的am-am和am-pm误差的分布的图形。
[0049]
如图1f中所示，am-pm误差φ
err
根据发射频率f
1-fm中的每一个的调制电压v
cc
而变化。在这方面，必须校正现有发射电路10中的am-am和am-pm误差，以确保时变电压包络24、时变调制电压包络28和时变输出电压包络30之间的适当对准。
[0050]
在这方面，图2是可根据本公开的实施例被配置成校正跨越包含多个发射频率(又名目标频率)f
1-fm的调制带宽的图1a现有发射电路10中的am-am am
err
和am-pm误差φ
err
的示例性发射电路38的示意图。此处，发射电路38包含收发器电路40、pmic 42和功率放大器电路44。
[0051]
收发器电路40被配置成以时变输入功率p
in
(t)生成rf信号46，并且用于以发射频率f
1-fm之中的所选发射频率(又名所选目标频率)f
tgt
发射。功率放大器电路44被配置成基于调制电压v
cc
将rf信号46从时变输入功率p
in
(t)放大到时变输出功率p
out
(t)，从而生成放大的rf信号46amp。pmic 42被配置成基于调制目标电压v
tgt
生成调制电压v
cc
，所述调制电压可以是包络跟踪(et)调制电压或平均功率跟踪(apt)调制电压。收发器电路40还被配置成生成调制目标电压v
tgt
，所述调制目标电压跟踪时变输入功率p
in
(t)并将调制目标电压v
tgt
提供到pmic 42。理想地，由于调制目标电压v
tgt
跟踪时变输入功率p
in
(t)，并且调制电压v
cc
跟踪调制目标电压v
tgt
，因此调制电压v
cc
应与时变输入功率p
in
(t)很好地对准。在这方面，如果功率放大器电路44可以用线性增益操作，则时变输出功率p
out
(t)还应通过功率放大器电路44的线性增益而与时变输入功率p
in
(t)线性相关。
[0052]
与图1a中的功率放大器电路12类似，功率放大器电路44还可包含输出级32(如图1b中所示)且耦合到rf前端电路48(例如，滤波器、多路复用器和/或开关)。因而，发射电路38还可如在图1a的现有发射电路10中经受取决于频率的am-am误差am
err
和取决于频率的am-pm误差φ
err
。换句话说，在发射电路38中，功率放大器电路44的输出反射系数(例如，s
22
)可以与rf前端电路48的输入反射系数(例如，s
11
)相互作用，以产生电压畸变滤波器h
iv
(s)，并且因此导致am-am误差am
err
和am-pm误差φ
err
。
[0053]
如下文详细描述的，发射电路38可根据本公开的各种实施例被配置成有效地校正am-am误差am
err
和am-pm误差φ
err
。更具体地，发射电路38可以经由多个复杂滤波器同时校正am-am和am-pm误差。结果，发射电路38可以减少不期望的瞬时过度压缩和/或频谱再增长，从而提高功率放大器电路44跨越发射电路38的整个调制带宽的效率和线性度。
[0054]
在实施例中，功率放大器电路44包含移相器50和功率放大器52。移相器50被配置成将相位偏移δφ应用于rf信号46以校正am-pm误差φ
err
。更具体地，移相器50被配置成从pmic 42接收调制相位校正电压vφ，并且基于调制相位校正电压vφ确定相位偏移δφ。在非限制性实例中，移相器50可包含内部存储装置(未示出)，例如用于存储各种电平的调制相位校正电压vφ与不同程度的相位偏移δφ之间的相关性的寄存器。例如，移相器50可以存储分别为0v、1v和2v的调制相位校正电压vφ与分别为0
°
、1
°
和2
°
的相位偏移δφ之间的相关性。因此，移相器50可以基于调制相位校正电压vφ确定正确的相位偏移δφ，并且将确定的相位偏移δφ应用于rf信号46以生成相位偏移rf信号46φ。可以理解的是，由于移相器50仅将相位偏移δφ应用于rf信号46，因此相位偏移rf信号46φ将具有相同的时变输入功率p
in
(t)且在同一所选目标频率f
tgt
下。
[0055]
随后，功率放大器52可以基于例如包络跟踪(et)电压或平均功率跟踪(apt)电压的调制电压放大相位偏移rf信号46φ，以生成放大的rf信号46amp。可以理解的是，由于功率放大器52仅将相位偏移rf信号46φ中的时变输入功率p
in
(t)改变为放大的rf信号46amp中的时变输出功率p
out
(t)，因此放大的rf信号46amp将维持与相位偏移rf信号46φ中相同的相位。因此，通过在适当电压电平下生成调制相位校正电压vφ，有可能校正放大的rf信
号46amp中的am-pm误差φ
err
。
[0056]
pmic 42包含电压调制电路54和相位校正电路56。根据本公开的实施例，电压调制电路54被配置成基于调制目标电压v
tgt
生成调制电压v
cc
，并将调制电压v
cc
提供至功率放大器52。相位校正电路56被配置成基于调制目标电压v
tgt
生成相位校正电压vφ，并将相位校正电压vφ提供到移相器50。
[0057]
在实施例中，收发器电路40被配置成生成调制电压v
tgt
，并将调制目标电压v
tgt
提供到电压调制电路54和相位校正电路56。在这方面，图3是示出根据本公开的实施例配置的收发器电路40的示意图。图2和图3之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
[0058]
此处，收发器电路40包含数字处理电路58、延迟均衡器电路60、振幅校正电路62、目标电压电路64和信号转换电路66。例如，数字处理电路58可以是数字基带电路，其被配置成生成与时变振幅am(t)相对应的输入向量输入向量可以基带频率调制，所述基带频率可以转换成发射电路38的调制带宽内的发射频率f
1-fm中的任一个。
[0059]
根据图1d中的先前论述，输入向量可以与多个可变组延迟τ1(p
in
)-τm(p
in
)相关联，每个可变组延迟与发射频率f
1-fm中的相应一个对应。换句话说，可变组延迟τ1(p
in
)-τm(p
in
)在发射频率f
1-fm之间可以彼此不同。
[0060]
延迟均衡器电路60被配置成将延迟均衡滤波器h
τ
(s)应用于输入向量以将可变组延迟τ1(p
in
)-τm(p
in
)中的每一个转换为多个恒定组延迟τ
1-τm的相应一个，如图4a所示。图4a是示出作为将延迟均衡滤波器h
τ
(s)应用到输入向量的结果，跨越发射频率f
1-fm的恒定组延迟τ
1-τm的分布的图形。如图4a所示，对于发射频率f
1-fm中的每一个，相对于时变输入功率p
in
(t)，组延迟τ
1-τm中的相应一个保持恒定。
[0061]
考虑到恒定组延迟τ
1-τm和在等式(等式2)中建立的τ-δφ关系，可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)继而将展示跨越发射频率f
1-fm的线性关系，如图4b中所示。
[0062]
图4b是示出作为将延迟均衡滤波器h
τ
(s)应用到输入向量的结果，跨越发射频率f
1-fm的可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)的分布的图形。给定可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)之间的线性关系，可以基于适当的缩放因子f
scale
向上或向下移动可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)中的每一个，以叠加在可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)中的另一个上。例如，可以向下移动与发射频率f1相关联的可变相位误差δφ1(p
in
)以叠加在与发射频率fm相关联的可变相位误差δφm(p
in
)上。同样，可以向上移动与发射频率fm相关联的可变相位误差δφm(p
in
)以叠加在与发射频率f1相关联的可变相位误差δφ1(p
in
)上。
[0063]
返回参考图3，通过将延迟均衡滤波器h
τ
(s)应用于输入向量延迟均衡器电路60生成延迟均衡向量具体地，延迟均衡向量可以与对应于所选目标频率f
tgt
的恒定组延迟τ
1-τm中的相应一个相关联。信号转换电路66可包含例如数字到模拟转换器(dac)和频率转换器，其接着可转换所选目标频率f
tgt
中的rf信号46中的延迟均衡向量在实施例中，数字处理电路58可以被配置成生成指示所选目标频率f
tgt
的指示68，
并将指示68提供到相位校正电路56。
[0064]
为了校正am-am误差am
err
，振幅校正电路62被配置成均衡延迟均衡向量从而生成在所选目标频率f
tgt
中具有恒定增益的延迟增益均衡向量目标电压电路64继而从延迟增益均衡向量生成调制目标电压v
tgt
，并将调制目标电压v
tgt
提供到pmic42。关于振幅校正电路62的深入描述，请参阅名称为“发射电路中的包络跟踪电压校正(envelope tracking voltage correction in a transmission circuit)”的美国专利申请号17/700,826。
[0065]
返回参考图2，为了校正am-pm误差φ
err
，相位校正电路56被配置成探索跨越发射频率f
1-fm的可变相位误差δφ1(p
in
)-δφm(p
in
)的线性度和可扩展性特性，如图4b中所示，从而确定调制相位校正电压vφ。在实施例中，相位校正电路56包含相位校正电压查找表(lut)电路70和缩放电路72。相位校正电压lut电路70可以包含相位校正电压lut(未示出)，其使调制目标电压v
tgt
与针对参考频率f
ref
预定义的各种电平的参考相位校正电压vφ-ref
相关。在非限制性实例中，参考频率f
ref
可以是目标频率f
1-fm、发射电路38的调制带宽的中心频率或甚至任意频率中的任一个。此外，参考频率f
ref
可以与所选目标频率f
tgt
相同或不同。在这方面，相位校正电压lut电路70可以查找相位校正lut以基于调制目标电压v
tgt
选择参考相位校正电压vφ-ref
。
[0066]
图5是示出图2中的相位校正电路56中的缩放电路72的示意图。图2和图5之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
[0067]
在实施例中，缩放电路72包含缩放lut电路74和乘法器76。缩放lut电路74被配置成基于例如存储在缩放lut电路74中的缩放lut(未示出)来确定对应于所选目标频率f
tgt
的缩放因子f
scale
。乘法器76被配置成将参考相位校正电压vφ-ref
乘以缩放因子f
scale
，从而生成相位校正电压vφ(vφ＝vφ-ref
×fscale
)。
[0068]
图2的发射电路38可以被配置成基于过程校正am-am误差am
err
和am-pm误差φ
err
。在这方面，图6是可由图2的发射电路用于校正am-am误差am
err
和am-pm误差φ
err
的示例性过程200的流程图。
[0069]
在本文中，相位校正电路56接收调制目标电压v
tgt
和指示目标频率f
1-fm之中的所选目标频率f
tgt
的指示68(步骤202)。因此，相位校正电路56基于调制目标电压v
tgt
确定对应于参考频率f
ref
的参考相位校正电压vφ-ref
(步骤204)。接下来，相位校正电路56确定对应于所选目标频率f
tgt
的缩放因子f
scale
(步骤206)。随后，相位校正电路56基于确定的参考相位校正电压vφ-ref
和确定的缩放因子f
scale
生成相位校正电压vφ(步骤208)。移相器50基于相位校正电压vφ确定相位偏移δφ(步骤210)。因此，移相器将相位偏移δφ应用于为在所选目标频率f
tgt
中发射而调制的rf信号46，从而生成相位偏移rf信号46φ(步骤212)。
[0070]
本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施例的改进和修改。所有这种改进和修改都被认为是在本文所公开的概念和下文的权利要求的范围内。