基于码移的载波索引多进制混沌调制解调方法与调制解调器

1.本发明涉及通信信号处理技术领域，特别涉及一种基于码移的载波索引多进制混沌调制解调方法与调制解调器。


背景技术：

2.现有的混沌数字调制解调方法大多基于传输参考方法，即把载波信号和携带信息的信号都发送给接收端。其中，差分混沌移位键控(differential chaos shift keying,dcsk)调制解调方法无需完成信道估计，能够获得较好的误码性能，在许多实际应用场合下(即：包括无线个人局域网、无线传感器网络等)都表现出了很强的竞争力。但是，为保证参考信号和信息信号之间正交，dcsk在不同的时间段内传输这两种信号，因而发射端和接收端都必须使用延时单元。在超宽带传输时，采用现有工艺集成模拟延时单元几乎不可能，数字方式实现的延时单元则将消耗巨大的功率。
3.多载波差分混沌移位键控(multi-carrier differential chaos shift keying,mc-dcsk)调制解调方法使用多个子载波来同时传输参考信号和多路信息信号，通过不同的子载波来区分参考信号和各路信息信号。在所有的子载波中，只有1个子载波被分配给参考信号，而余下所有的子载波均被分配给信息信号，且每1路信息信号占据1个子载波。虽然mc-dcsk消除了收发设备中的延时单元，但是与传统二进制相移键控(binary phase shift keying,bpsk)相比，mc-dcsk的比特误码率仍然偏高，比特误码性能不够理想。


技术实现要素：

4.本发明的目的之一是提供一种基于码移的高数据率载波索引多进制差分混沌键控调制解调方法，以解决现有mc-dcsk调制解调方法比特误码率高、比特误码性能不佳、数据速率不高的问题。
5.为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种基于码移的载波索引多进制混沌调制解调方法，在发送端：
6.将待传输的信息经过串并转换为n组平行信息，并将每组信息分成p个索引比特和1个调制比特，其中每组索引比特经过索引选择器选择2
p
个载波中的1个载波进行信息比特传送；n个调制比特经过比特符号转换器后再进行多进制差分混沌键控调制：由混沌发生器产生混沌信号，并重复t次，选择其中1个walsh序列与混沌信号相乘后的信号作为参考信号，另外2n个不同的walsh序列与混沌信号相乘后输入到多进制dcsk调制器，多进制dcsk调制器中，第奇数个walsh序列与混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的实部相乘，第偶数个walsh序列与混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的虚部相乘，分别得到n路多进制dcsk调制信号；n路多进制dcsk调制信号再与映射后的索引比特相乘，再与参考信号相加，发送到信道中；
7.在接收端：
8.经过多载波解调，分别恢复出参考信号和2n路信息信号；获得平均后的参考信号
序列，且与2n路信息信号序列分别进行相关解调，再经过能量比较器和多进制dcsk解调，恢复出索引比特和调制比特，最后经过并串转换输出原信息。
9.具体而言，在发送端，信号调制包括以下步骤：
10.1)对输入的信息信号进行串并转换，分成n组信息，每组信息包括p位索引比特和1位调制比特两个部分；
11.2)将n组索引比特通过映射选择器，从2
p
个载波中选择一个载波进行传输；
12.3)将n组调制比特经过比特符号转换器，得到每组调制比特的星座符号s
m,i
＝a
m,i
+ib
m,i
；
13.4)生成长度为θ的logistic混沌信号，并重复t次；
14.5)产生512*512的hadamard矩阵，从中选择每行作为walsh码；
15.6)将混沌信号x与第1个walsh序列wr进行克罗内克积相乘，得到参考信号并与载波f0相乘；
16.7)将混沌信号x与第2m-1个walsh序列w
2m-1
进行克罗内克积相乘，得到混沌信号x与第2m个walsh序列w
2m
进行克罗内克积相乘，得到
17.8)将第m个星座符号s
m,i
＝a
m,i
+ib
m,i
的实部与虚部分别与和相乘，实现码移多进制dcsk信号；
18.9)将n组码移多进制dcsk信号与步骤2的结果相乘后再与步骤6的参考信号相加，得到发送端的发送信号：
[0019][0020]
进一步地，在接收端，信号解调包括以下步骤：
[0021]
10)接收步骤9)所发送的信号，将其与2
p
+1个同步的载波分别相乘，得到n路乘积信号；
[0022]
11)将步骤10)所得2
p
+1路乘积信号分别进行匹配滤波，对滤波后的2
p
+1路乘积信号进行时域采样，采样后的每路信号分别经过矩阵b和矩阵a得到1路参考信号和2n路信息信号；
[0023]
12)对步骤11)得到的2n+1路信号，分别与各自对应的walsh序列相乘，得到的结果再平均；
[0024]
13)将步骤12)所得平均后的参考信号序列与步骤11)所得2n路信息信号序列分别相关，得到2n个相关值；
[0025]
14)将步骤13)所得2n个相关值分别进行实部与虚部的结合，再分别经过n个能量比较器，得到具有最大绝对值的元素，从而可以解调出索引比特；
[0026]
15)将步骤15)所得2n个相关值分别进行实部与虚部的结合，再分别经过n个能量比较器后，再经过码移多进制dcsk解调器，再经过符号比特转换，恢复出调制比特；
[0027]
16)将步骤14)得到的索引比特和步骤15)得到的调制比特组合后再进行并串转换，恢复出原信息信号。
[0028]
此外，本发明还提供一种基于码移的载波索引多进制混沌调制解调器，包括调制器和解调器，其采用上述方法对信息进行调制解调。
[0029]
于本发明一实施例中，所述调制器按上述步骤1)至步骤9)的方法对输入的信息信号进行调制。
[0030]
进一步地，所述解调器按上述步骤10)至步骤16)的方法对接收到的信号进行解调。
[0031]
于本发明一实施例中，所述调制器包括混沌信号发生器、脉冲成形滤波器、串并变换电路、重复电路、n个索引选择器、n*2
p
个载波乘法器、n个载波加法器、n+1个调制乘法器、2n+1个walsh序列乘法器、n个码移多进制调制器；
[0032]
所述混沌信号发生器用于生成离散混沌信号序列，经过脉冲成形滤波器进行脉冲成形滤波，得到当前符号周期内的dcsk参考信号；所述脉冲成形滤波器用于对脉冲成形滤波，得到当前符号周期内的参考信号；所述串并变换电路用于将当前符号时间内要传输的串行数据比特转变为并行数据比特；所述重复电路用于对混沌信号进行重复，以降低噪声干扰；所述n个索引选择器用于依据索引比特选择一个载波对信号进行传输；所述n*2
p
个载波乘法器用于将载波调制系数与载波相乘，实现载波索引调制；所述n个载波加法器用于将与载波相乘后的信号进行相加；所述n+1个调制乘法器用于将载波索引调制信号与码移多进制dcsk信号相乘；所述2n+1个walsh序列乘法器用于将混沌信号与2n+1个walsh序列相乘；所述n个码移多进制调制器用于实现码移多进制dcsk调制。
[0033]
其中，所述解调器包括2
p
+1个载波乘法器、2
p
+1个匹配滤波器、2
p
+1个采样开关、2n+1个解码移电路、2n个相关器、n个能量比较器、n个多进制阈值判决器、n个符号比特转换电路和并串变换电路；
[0034]
所述2
p
+1个载波乘法器利用2
p
+1个同步的子载波分别与接收的信号相乘，得到2
p
+1个乘积信号；所述2
p
+1个匹配滤波器对2
p
+1个乘积信号分别进行匹配滤波；所述2
p
+1个采样开关对匹配滤波后的2
p
+1个乘积信号分别进行时域采样，恢复出1路离散参考信号序列和2
p
路离散信息信号序列；所述2n+1个解码移电路将采样结果与walsh码相乘再相加；所述2n个相关器将恢复出的参考信号与解码移电路的输出信号分别相关；所述n个能量比较器将n路信号的能量各自进行比较，从而解调出索引比特；所述n个多进制阈值判决器输出具有最大绝对值的元素；所述n个符号比特转换电路将符号转换为调制比特输出；所述并串变换电路将所得n路索引比特和调制比特各自组合后再合并为1路串行解调数据比特并输出。
[0035]
在本发明提供的基于码移的载波索引多进制混沌调制解调方法和调制解调器中，通过mdcsk星座和载波标号进行信息传送，大大增加了系统的数据传输速率和能量效率，另外，系统在发送端采用了重复电路，接收端采用了平均处理，大大降低判决变量中的噪声分量，从而提高系统的比特误码性能。与此同时，本发明能够避免在接收端、发射端中使用延时单元，有效地降低了接收端判决变量中的噪声分量，改善了系统的比特误码性能，获得了更低的比特误码率。
附图说明
[0036]
图1为实施例所涉调制解调方法的流程示意图。
[0037]
图2为实施例中调制器的结构示意图。
[0038]
图3为实施例中解调器的结构示意图。
[0039]
图4为实施例所涉调制解调方法与现有的mcs-mdcsk方法在加性高斯白噪声信道中的误码性能对比图。
具体实施方式
[0040]
为了便于本领域技术人员的理解，下面结合实施例与附图对本发明作进一步的说明。
[0041]
总的来说，本发明是将待传输的信息经过串并转换为n组平行信息，并将每组信息分成p个索引比特和1个调制比特，其中每组索引比特经过索引选择器选择2
p
个载波中的1个载波进行信息比特传送；n个调制比特经过比特符号转换器后再进行多进制差分混沌键控调制，多进制差分混沌键控调制利用码移技术实现：由混沌发生器产生混沌信号，并重复t次，选择其中1个walsh序列与混沌信号相乘后的信号作为参考信号，另外2n个不同的walsh序列与混沌信号相乘后输入到多进制dcsk调制器，多进制dcsk调制器中，第奇数个walsh序列与混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的实部相乘，第偶数个walsh序列与混沌信号相乘后再与多进制星座符号中的虚部相乘，分别得到n路多进制dcsk调制信号；n路多进制dcsk调制信号再与映射后的索引比特相乘，再与参考信号相加，发送到信道中。在接收端，经过多载波解调，分别恢复出参考信号和2n路信息信号；获得平均后的参考信号序列，且与2n路信息信号序列分别进行相关解调，再经过能量比较器和多进制dcsk解调，恢复出索引比特和调制比特，最后经过并串转换输出原信息。
[0042]
图1示出了基于码移的高数据率载波索引多进制差分混沌键控调制解调的具体过程，包括如下步骤：
[0043]
在发送端：
[0044]
步骤1：对输入的信息信号进行串并转换，分成n组信息，每组信息包括p位索引比特和1位调制比特两个部分；
[0045]
步骤2：将n组索引比特通过映射选择器，从2
p
个载波中选择一个载波进行传输；
[0046]
步骤3：将n组调制比特经过比特符号转换器，得到每组调制比特的星座符号s
m,i
＝a
m,i
+ib
m,i
；
[0047]
步骤4：生成长度为θ的logistic混沌信号，并重复t次；
[0048]
步骤5：产生512*512的hadamard矩阵，从中选择每行作为walsh码；
[0049]
步骤6：混沌信号x与第1个walsh序列wr进行克罗内克积相乘，得到参考信号并与载波f0相乘；
[0050]
步骤7：混沌信号x与第2m-1个walsh序列w
2m-1
进行克罗内克积相乘，得到混沌信号x与第2m个walsh序列w
2m
进行克罗内克积相乘，得到
[0051]
步骤8：第m个星座符号s
m,i
＝a
m,i
+ib
m,i
的实部与虚部分别与和相乘，实现码移多进制dcsk信号；
[0052]
步骤9：n组码移多进制dcsk信号与步骤2的结果相乘后再与步骤6的参考信号相加，得到发送端的发送信号：
[0053][0054]
在接收端：
[0055]
步骤10：接收步骤9所发送的信号，将其与2
p
+1个同步的载波分别相乘，得到n路乘积信号；
[0056]
步骤11：将步骤10所得2
p
+1路乘积信号分别进行匹配滤波，对滤波后的2
p
+1路乘积信号进行时域采样，采样后的每路信号分别经过矩阵b和矩阵a得到1路参考信号和2n路信息信号；
[0057]
步骤12：对步骤11得到的2n+1路信号，分别与各自对应的walsh序列相乘，得到的结果再平均；
[0058]
步骤13：将步骤12所得平均后的参考信号序列与步骤12所得2n路信息信号序列分别相关，得到2n个相关值；
[0059]
步骤14：将步骤13所得2n个相关值分别进行实部与虚部的结合，再分别经过n个能量比较器，得到具有最大绝对值的元素，从而可以解调出索引比特；
[0060]
步骤15：将步骤13所得2n个相关值分别进行实部与虚部的结合，再分别经过n个能量比较器后，再经过码移多进制dcsk解调器，再经过符号比特转换，恢复出调制比特；
[0061]
步骤16：将步骤14得到的索引比特和步骤15得到的调制比特组合后再进行并串转换，恢复出原信息信号。
[0062]
基于与上述调制解调方法相同的技术构思，本发明还提出一种基于码移的高数据率载波索引多进制差分混沌键控调制解调器，该调制解调器可利用上述方法对信号进行调制解调。具体地，通过调制器为索引比特信号的传输分配一定数目的子载波，调制比特经过多进制码移调制后再与调制后的索引比特相乘。解调器利用能量比较器、阈值判决器等实现解调。
[0063]
图2示出了调制解调器中调制器的具体结构，总体来看，其主要包括：混沌信号发生器、脉冲成形滤波器、串并变换电路、重复电路、n个索引选择器、n*2
p
个载波乘法器、n个载波加法器、n+1个调制乘法器、2n+1个walsh序列乘法器、n个码移多进制调制器。其次，混沌信号发生器生成离散混沌信号序列，经过脉冲成形滤波器进行脉冲成形滤波，得到当前符号周期内的dcsk参考信号；脉冲成形滤波器是对脉冲成形滤波，得到当前符号周期内的参考信号；串并变换电路将当前符号时间内要传输的串行数据比特转变为并行数据比特；重复电路是对混沌信号进行重复，以降低噪声干扰；n个索引选择器是依据索引比特选择一个载波对信号进行传输；n*2
p
个载波乘法器是将载波调制系数与载波相乘，实现载波索引调制；n个载波加法器是将与载波相乘后的信号进行相加；n+1个调制乘法器是载波索引调制信号与码移多进制dcsk信号相乘；2n+1个walsh序列乘法器是将混沌信号与2n+1个walsh序列相乘；n个码移多进制调制器实现码移多进制dcsk调制。
[0064]
图3示出了调制解调器中解调器的结构，其具体包括2
p
+1个载波乘法器、2
p
+1个匹配滤波器、2
p
+1个采样开关、2n+1个解码移电路、2n个相关器、n个能量比较器、n个多进制阈值判决器、n个符号比特转换电路和并串变换电路；所述2
p
+1个载波乘法器利用2
p
+1个同步
的子载波分别与接收的信号相乘，得到2
p
+1个乘积信号。上述2
p
+1个匹配滤波器对2
p
+1个乘积信号分别进行匹配滤波；2
p
+1个采样开关对匹配滤波后的2
p
+1个乘积信号分别进行时域采样，恢复出1路离散参考信号序列和2
p
路离散信息信号序列；2n+1个解码移电路将采样结果与walsh码相乘再相加；2n个相关器将恢复出的参考信号与解码移电路的输出信号分别相关；n个能量比较器将n路信号的能量各自进行比较，从而可以解调出索引比特；n个多进制阈值判决器输出具有最大绝对值的元素；所述n个符号比特转换电路将符号转换为调制比特输出；并串变换电路将所得n路索引比特和调制比特各自组合后再合并为1路串行解调数据比特并输出。
[0065]
为了验证上述基于码移的高数据率载波索引多进制差分混沌键控调制解调方法降低比特误码率的具体表现，下面通过一个具体的实例进行验证说明。
[0066]
在发送端，对信号进行基于码移的高数据率载波索引多进制差分混沌键控调制，具体过程如下：
[0067]
步骤1：选择在信道中比特信噪比eb/n0＝10db时，采用一个符号时间内离散混沌信号序列长度θ为10，可供使用的载波数目2
p
+1＝9，n＝800,p＝3的条件。
[0068]
步骤2：在1个符号周期[0，tb]内，混沌信号发生器输出1个长度为10的离散混沌信号序列{x1,x2,...,x
16
}，并重复5次。
[0069]
步骤3：将步骤2中生成的离散混沌信号序列通过1路平方升余弦滚降滤波器，其时域冲激响应为h(t)，完成脉冲成形滤波，得到当前符号周期内的参考信号：
[0070][0071]
其中，t表示时间；tc表示码片时间。
[0072]
步骤4：使用串并变换电路，将在当前符号周期内要传输的1路长度为3200的串行数据比特转变为800路并行低速数据比特。每组信息包括3位索引比特和1位调制比特两个部分；
[0073]
步骤5：将800组索引比特同时通过映射选择器，各自从8个载波中选择一个载波进行传输；
[0074]
步骤6：将800组调制比特经过比特符号转换器，得到每组调制比特的星座符号s
m,i
＝a
m,i
+ib
m,i
；
[0075]
步骤7：产生512*512的hadamard矩阵，从中选择每行作为walsh码；
[0076]
步骤8：混沌信号x与第1个walsh序列wr进行克罗内克积相乘，得到参考信号并与载波f0相乘；
[0077]
步骤9：混沌信号x与第2m-1个walsh序列w
2m-1
进行克罗内克积相乘，得到混沌信号x与第2m个walsh序列w
2m
进行克罗内克积相乘，得到
[0078]
步骤10：第m个星座符号s
m,i
＝a
m,i
+ib
m,i
的实部与虚部分别与和相乘，实现码移多进制dcsk信号；
[0079]
步骤11：800组码移多进制dcsk信号与步骤5的结果相乘后再与步骤8的参考信号相加，得到发送端的发送信号并将其发送至解调器：
[0080][0081]
在接收端，信号解调的具体过程如下：
[0082]
步骤12：接收步骤11所发送的信号，将其与9个同步的载波分别相乘，得到n路乘积信号；
[0083]
步骤13：将步骤10所得9路乘积信号分别进行匹配滤波，对滤波后的9路乘积信号进行时域采样，采样后的每路信号分别经过矩阵b和矩阵a得到1路参考信号和1600路信息信号；
[0084]
步骤14：对步骤13得到的1600+1路信号，分别与各自对应的walsh序列相乘，得到的结果再平均；
[0085]
步骤15：将步骤14所得平均后的参考信号序列与步骤12所得1600路信息信号序列分别相关，得到1600个相关值；
[0086]
步骤16：将步骤15所得1600个相关值分别进行实部与虚部的结合，再分别经过800个能量比较器，得到具有最大绝对值的元素，从而可以解调出索引比特；
[0087]
步骤17：将步骤16所得1600个相关值分别进行实部与虚部的结合，再分别经过800个能量比较器后，再经过码移多进制dcsk解调器，再经过符号比特转换，恢复出调制比特；
[0088]
步骤18：将步骤17得到的索引比特和步骤16得到的调制比特组合后再进行并串转换，恢复出原信息信号。
[0089]
本发明采用计算机仿真对本发明所提供的基于码移的高数据率载波索引多进制差分混沌键控调制解调方法进行试验。试验中，传输的数据比特数目为3200，离散混沌信号序列由logistic映射产生，混沌信号采样频率为1mhz，符号持续时间t＝16μs，每个符号时间内等效的信号采样点数为16，平方升余弦滚降滤波器滚降系数α＝0.25，所有子载波的中心频率间隔满足δf＝1.25mhz。
[0090]
图4为加性高斯白噪声信道中仿真得到的上述验证例的比特误码率。作为对照，图中还给出了相同条件下仿真得到的现有mcs-mdcsk方法的比特误码率。从图中可以看出，与现有的mcs-mdcsk方法相比，本发明的方法大大降低了比特误码率，表现出了更好的比特误码性能。
[0091]
综上，本发明可以大大降低判决变量中的噪声分量，从而明显提高系统的比特误码性能。与此同时，本发明中所述的方法能够避免在接收端、发射端中使用延时单元，有效地降低了接收端判决变量中的噪声分量，改善了系统的比特误码性能，获得了更低的比特误码率。
[0092]
上述实施例为本发明较佳的实现方案，除此之外，本发明还可以其它方式实现，在不脱离本技术方案构思的前提下任何显而易见的替换均在本发明的保护范围之内。
[0093]
为了让本领域普通技术人员更方便地理解本发明相对于现有技术的改进之处，本发明的一些附图和描述已经被简化，并且为了清楚起见，本技术文件还省略了一些其它元素，本领域普通技术人员应该意识到这些省略的元素也可构成本发明的内容。