一种MIMO频偏估计方法和系统与流程

一种mimo频偏估计方法和系统
技术领域
1.本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种mimo频偏估计方法和系统。


背景技术：

2.通信系统中，接收机中带有频偏时，会影响解调性能，在mimo系统中可能引起子载波间的串扰，以及时域插值，特别当高阶调制时，对fo(frequency offset，频偏)更加敏感。foe(frequency offset estimation，频偏估计)的精度与符号间的时间间隔以及参与的符号个数有关，时间间隔越大、符号个数越多，则foe的结果越准确。而现有技术中，在进行频偏估计时，使用的符号间隔较小，导致频偏估计的精度不够。


技术实现要素：

3.因此，本发明提供一种mimo频偏估计方法和系统，以解决现有技术频偏估计精度不够的技术问题。
4.一种mimo频偏估计方法，包括：
5.步骤a1，获取第一个时隙中物理下行共享信道的解调参考信号的第一符号所在的第一频域数据，以及第二个时隙中物理下行共享信道的解调参考信号的第二符号所在的第二频域数据；
6.步骤a2，根据第一频域数据和第二频域数据判断是否存在物理下行共享信道频域资源的重叠部分：
7.若是，执行步骤a3；
8.若否，退出；
9.步骤a3，记录频域资源的重叠部分；
10.步骤a4，获取与重叠部分对应的第一符号的第一发射数据和第一接收数据，以及第二符号的第二发射数据和第二接收数据；
11.步骤a5，根据第一发射数据和第一接收数据得到接收第一符号的接收天线的第一信道估计，以及根据第二发射数据和第二接收数据得到第二符号的接收天线的第二信道估计；
12.步骤a6，获取具有预设时间间隔的第一符号和第二符号组成符号对，并根据第一信道估计和第二信道估计计算每对符号对之间的相位差，对每对符号对的相位差进行合并；
13.步骤a7，根据合并后的相位差计算频偏。
14.进一步的，其特征在于，第一个时隙和第二个时隙之间相差预设数量的时隙间隔。
15.进一步的，当频域资源中的子载波间隔为30khz时，预设数量为1～4。
16.进一步的，当频域资源中的子载波间隔为15khz时，预设数量为1～2。
17.进一步的，在步骤a5中，第一信道估计的计算公式如下：
18.h(rx,l0,m)＝y(rx,l0,m)*conj(x(l0,m))；
19.第二信道估计的计算公式如下：
20.h(rx,l1,m)＝y(rx,l1,m)*conj(x(l1,m))；
21.在步骤a6中，合并后的相位差计算公式如下：
[0022][0023]
其中，
[0024]
l0为符号预设时间间隔的第一符号的索引；
[0025]
l1为符号预设时间间隔的第二符号的索引；
[0026]
rx为接收天线的索引；
[0027]
m为物理下行共享信道的解调参考信号的频域资源索引；
[0028]
τ为预设时间间隔；
[0029]
set_idx为频域资源的重叠部分；
[0030]
为合并后的相位差；
[0031]
x(l0,m)为第一发射数据；
[0032]
x(l1,m)为第二发射数据；
[0033]
y(rx,l0,m)为第一接收数据；
[0034]
y(rx,l1,m)为第二接收数据。
[0035]
进一步的，在步骤a7中，频偏的计算公式如下：
[0036]
θ＝angle(φτ)(2*π*τ)；
[0037]
其中，θ为频偏。
[0038]
一种mimo频偏估计系统，使用前述的一种mimo频偏估计方法，包括：
[0039]
第一获取模块，用于获取第一个时隙中物理下行共享信道的解调参考信号的第一符号所在的第一频域数据，以及第二个时隙中物理下行共享信道的解调参考信号的第二符号所在的第二频域数据；
[0040]
判断模块，连接第一获取模块，用于根据第一频域数据和第二频域数据判断是否存在物理下行共享信道频域资源的重叠部分，输出判断结果；
[0041]
记录模块，连接判断模块，用于记录频域资源的重叠部分；
[0042]
第二获取模块，连接记录模块，用于获取与重叠部分对应的第一符号的第一发射数据和第一接收数据，以及第二符号的第二发射数据和第二接收数据；
[0043]
信道估计模块，连接第二获取模块，用于根据第一发射数据和第一接收数据得到接收第一符号的接收天线的第一信道估计，以及根据第二发射数据和第二接收数据得到第二符号的接收天线的第二信道估计；
[0044]
相位计算模块，分别连接信道估计模块和记录模块，用于获取具有预设时间间隔的第一符号和第二符号组成符号对，并根据第一信道估计和第二信道估计计算每对符号对之间的相位差，对每对符号对的相位差进行合并；
[0045]
频偏计算模块，连接相位计算模块，用于根据合并后的相位差计算频偏。
[0046]
进一步的，第一个时隙和第二个时隙之间相差预设数量的时隙间隔。
[0047]
进一步的，，当频域资源中的子载波间隔为30khz时，预设数量为1～4。
[0048]
进一步的，当频域资源中的子载波间隔为15khz时，预设数量为1～2。
[0049]
本发明的有益技术效果在于：利用时隙slot之间符号的相位差，来估计fo，选取的时间间隔较大，foe精度更高。
附图说明
[0050]
图1为本发明一种mimo频偏估计系统的步骤流程图；
[0051]
图2为本发明一种mimo频偏估计系统的模块示意图；
具体实施方式
[0052]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0053]
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
[0054]
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
[0055]
参见图1，本发明提供一种mimo频偏估计方法，包括：
[0056]
步骤a1，获取第一个时隙中物理下行共享信道的解调参考信号的第一符号所在的第一频域数据，以及第二个时隙中物理下行共享信道的解调参考信号的第二符号所在的第二频域数据；
[0057]
步骤a2，根据第一频域数据和第二频域数据判断是否存在物理下行共享信道频域资源的重叠部分：
[0058]
若是，执行步骤a3；
[0059]
若否，退出；
[0060]
步骤a3，记录频域资源的重叠部分；
[0061]
步骤a4，获取与重叠部分对应的第一符号的第一发射数据和第一接收数据，以及第二符号的第二发射数据和第二接收数据；
[0062]
步骤a5，根据第一发射数据和第一接收数据得到接收第一符号的接收天线的第一信道估计，以及根据第二发射数据和第二接收数据得到第二符号的接收天线的第二信道估计；
[0063]
步骤a6，获取具有预设时间间隔的第一符号和第二符号组成符号对，并根据第一信道估计和第二信道估计计算每对符号对之间的相位差，对每对符号对的相位差进行合并；
[0064]
步骤a7，根据合并后的相位差计算频偏。
[0065]
在步骤a1中，从发射机接收第一时隙的符号的时域数据转换成第一频域数据，从发射机接收第二时隙的符号的时域数据转换成第二频域数据。
[0066]
进一步的，第一个时隙和第二个时隙之间相差预设数量的时隙间隔。
[0067]
进一步的，当频域资源中的子载波间隔为30khz时，预设数量为1～4。
[0068]
进一步的，当频域资源中的子载波间隔为15khz时，预设数量为1～2。
[0069]
在步骤a1中，第一个时隙和第二个时隙可以不相邻，最多相差的时间长度、与想要
估计的频偏范围有关，以5g系统为例，
[0070]
30k子载波间隔(30k scs)时，一个slot时间为0.5ms；15k子载波间隔(15k scs)时，一个slot时间为1ms。
[0071]
以选取的pdsch-dmrs符号分布在2个slot中相同的符号为例：
[0072][0073][0074]
目标频偏跟踪一般收敛到100hz内，则30kscs时选取的foe的2个slot最大间隔为4个slot；15kscs最大间隔2个slot。
[0075]
进一步的，在步骤a5中，第一信道估计的计算公式如下：
[0076]
h(rx,l0,m)＝y(rx,l0,m)*conj(x(l0,m))；
[0077]
第二信道估计的计算公式如下：
[0078]
h(rx,l1,m)＝y(rx,l1,m)*conj(x(l1,m))；
[0079]
在步骤a6中，合并后的相位差计算公式如下：
[0080][0081]
其中，
[0082]
l0为符号预设时间间隔的第一符号的索引；
[0083]
l1为符号预设时间间隔的第二符号的索引；
[0084]
rx为接收天线的索引；
[0085]
m为物理下行共享信道的解调参考信号的频域资源索引；
[0086]
τ为预设时间间隔；
[0087]
set_idx为频域资源的重叠部分；
[0088]
为合并后的相位差；
[0089]
x(l0,m)为第一发射数据；
[0090]
x(l1,m)为第二发射数据；
[0091]
y(rx,l0,m)为第一接收数据；
[0092]
y(rx,l1,m)为第二接收数据。
[0093]
进一步的，在步骤a7中，频偏的计算公式如下：
[0094]
θ＝angle(φτ)(2*π*τ)；
[0095]
其中，θ为频偏。
[0096]
参见图2，本发明还提供一种mimo频偏估计系统，使用前述的一种mimo频偏估计方法，包括：
[0097]
第一获取模块(1)，用于获取第一个时隙中物理下行共享信道的解调参考信号的第一符号所在的第一频域数据，以及第二个时隙中物理下行共享信道的解调参考信号的第二符号所在的第二频域数据；
[0098]
判断模块(2)，连接第一获取模块(1)，用于根据第一频域数据和第二频域数据判断是否存在物理下行共享信道频域资源的重叠部分，输出判断结果；
[0099]
记录模块(3)，连接判断模块(2)，用于记录频域资源的重叠部分；
[0100]
第二获取模块(4)，连接记录模块(3)，用于获取与重叠部分对应的第一符号的第一发射数据和第一接收数据，以及第二符号的第二发射数据和第二接收数据；
[0101]
信道估计模块(5)，连接第二获取模块(4)，用于根据第一发射数据和第一接收数据得到接收第一符号的接收天线的第一信道估计，以及根据第二发射数据和第二接收数据得到第二符号的接收天线的第二信道估计；
[0102]
相位计算模块(6)，分别连接信道估计模块(5)和记录模块(3)，用于获取具有预设时间间隔的第一符号和第二符号组成符号对，并根据第一信道估计和第二信道估计计算每对符号对之间的相位差，对每对符号对的相位差进行合并；
[0103]
频偏计算模块(7)，连接相位计算模块(6)，用于根据合并后的相位差计算频偏。
[0104]
进一步的，第一个时隙和第二个时隙之间相差预设数量的时隙间隔。
[0105]
进一步的，当频域资源中的子载波间隔为30khz时，预设数量为1～4。
[0106]
进一步的，当频域资源中的子载波间隔为15khz时，预设数量为1～2。
[0107]
foe的精度与符号间的时间间隔以及参与的符号个数有关，时间间隔越大、符号个数越多，则foe的结果越准确，本发明利用slot间符号的相位差，来估计fo，因为选取的时间间隔较大，所以比常规的foe精度更高。
[0108]
以上仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。