高速移动场景中基于三维星座映射器的OTFS波形设计方法

本发明涉及通信，更具体地，涉及一种高速移动场景中基于三维星座映射器的otfs波形设计方法。

背景技术：

1、高速移动场景是当前5g乃至未来6g无线通信网络的重要场景之一，如高铁通信、无人机通信、车联网通信、星地通信等。在高速移动场景下，通信收发端之间的高速相对移动会导致信道快速变化，使得信道呈现出双色散的性质，包括由多径效应引起的时间色散和多普勒频移引起的频率色散。目前广泛使用的空口波形技术——正交频分复用技术(ofdm)，由于引入了循环前缀(cp)可以很好抵抗由于时间色散所导致的符号间干扰。但在高速移动场景下，频率色散会破坏ofdm子载波之间的正交性，引起子载波间干扰(ici)，进而严重损害ofdm系统的通信性能。因此，就需要引入新的空口波形，该波形能够有效解决高速移动场景下多普勒频偏所带来的性能损失问题。

2、在上述背景下，由r.hadan等人提出的正交时频空(otfs)波形技术有望解决高速移动场景下所面临的多普勒频偏问题。该技术在时延多普勒上对数据进行调制，将双色散时频域信道转换为近似静止的稀疏时延多普勒域信道，从而使得otfs符号经历近似相等的信道增益。因此，otfs作为一种新波形，对时变信道具有很强的鲁棒性。同时，otfs系统可以通过对现行的空口波形ofdm系统添加前置/后置处理模块来实现，使得otfs可以和ofdm系统有很好的兼容性。此外，现有研究表明otfs与毫米波(mmwave)通信、非正交多址(noma)以及智能反射面(irs)等重要通信技术可以很好的结合，因此otfs波形有着广泛的应用前景。

3、目前，otfs波形调制技术多数使用qam二维星座图进行符号映射，而二维星座图有着明显的缺陷。当调制阶数增加时，星座图中星座点间的最小欧式距离会明显减少(注意到这是在星座图中符号有着相同发射功率情况下)，而这将会导致系统接收部分的通信性能显著恶化。目前，可以通过优化接收端的均衡与检测算法来改善更高调制阶数下的误码性能，而这将会大大增加接收端的实现难度以及消耗更多硬件成本为代价。因此，从接收端出发改善高调制阶数下的otfs系统性能并不是一个达到性能与成本折中的最优方法。

技术实现思路

1、本发明提供一种高速移动场景中基于三维星座映射器的otfs波形设计方法，改善高阶调制下的误码性能。

2、为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

3、一种高速移动场景中基于三维星座映射器的otfs波形设计方法，在发射端有以下步骤：

4、s1：二进制比特流进行串/并转换为并行比特；

5、s2：应用三维星座映射技术对所述并行比特进行星座映射，得到映射后三维符号；

6、s3：将映射后的三维符号进行i/q变换操作转换成i/q复数符号；

7、s4：将所述i/q复数符号放置于时延多普勒格中并使用零填充生成待调制的otfs数据块；

8、s5：将所述otfs数据块进行otfs调制、添加cp，并发送至扩展车辆信号中进行传输；

9、在接收端有以下步骤：

10、s6：接收信号并去cp后，通过otfs解调器进行解调，得到解调后的信号；

11、s7：对解调后的信号使用最小均方误差检测器进行符号检测，得到检测后的i/q符号，所述最小均方误差检测器中使用的信道矩阵是经信号估计获得，并假设估计获取完全信道状态信息；

12、s8：对检测后的i/q符号进行尾部弃0处理；

13、s9：将弃0处理后的i/q符号进行三维变换操作转换为三维符号；

14、s10：使用三维星座解映射技术对三维符号进行解三维映射，转换为并行比特；

15、s11：将并行比特通过并/串转换，得到串行二进制数据比特流的估计值。

16、优选地，步骤s1中二进制比特流进行串/并转换为并行比特，具体为：

17、考虑一个数据块包含n个子载波，m个符号的otfs系统，x个待调制二进制比特流数据x＝(b0,b1,b2,...,bx-1)，根据调制阶数q的大小，将二进制比特流通过串/并转换，得到mn×1的并行符号向量s＝(s0,s1,s2,...,smn-1)t。

18、优选地，步骤s2中应用三维星座映射技术对所述并行比特进行星座映射，得到映射后三维符号，具体为：

19、

20、式中，xi,yi,zi,i＝0,...,mn-1为q阶三维星座图中星座点的三维坐标。

21、优选地，步骤s3中将映射后的三维符号进行i/q变换操作转换成i/q复数符号，具体为：

22、

23、式中，p是i/q矩阵中的复信号的个数，p＝(3/2)×mn。

24、优选地，步骤s4中将所述i/q复数符号放置于时延多普勒格中并使用零填充生成待调制的otfs数据块，具体为：

25、时延多普勒域中沿时延轴有m'个延时格点，沿多普勒轴中有n'个多普勒格点，令时延格点和多普勒格点相等即m'＝n'，此时otfs数据块成为一个方阵，令该方阵的维度为其中表示取整数上界，其中，otfs数据块中未放置复信号的格点用零填充，零填充后otfs数据块的矩阵形式如下：

26、

27、式中，s为xi/q中的复信号向量，s的下标分别代表时延多普勒格点中的多普勒格点位置和时延格点位置。

28、优选地，步骤s5中将所述otfs数据块进行otfs调制、添加cp，并发送至扩展车辆信号中进行传输，具体为：

29、otfs数据块经过逆辛傅里叶变换后可表示为：

30、xtf＝fm'xddfn'h

31、式中，fn是n点傅里叶变换矩阵，(.)h表示取共轭转置，tf则表示时间-频率域；

32、将时频域的信号xtf经过离散傅里叶逆变换后转换为时域信号s：

33、s＝fm'hxtf

34、对时域信号s进行向量化得到调制完成待发射的信号s：

35、s＝vec(s)＝vec(xddfn'h)

36、将完成otfs调制后的信号添加cp，并发送至扩展车辆信道中进行传输。

37、优选地，步骤s6中接收信号并去cp后，通过otfs解调器进行解调，得到解调后的信号，具体为：

38、接收信号r经过去cp后表示为：

39、r＝hs+w

40、其中h表示信道矩阵，w表示加性高斯白噪声，并满足w～cn(0,σ2im'n')；

41、依次对接受信号r进行离散傅里叶变换和辛傅里叶变换，得到时延多普勒域的接收信号，表示如下：

42、y＝fmhfm'rfn'＝rfn'

43、式中，r是接受信号r经过重组后的矩阵形式，其维度为m'×n'；

44、时延多普勒域的输入输出关系可以通过对接收信号y进行向量化来表示：

45、

46、式中，heff和分别为等效信道矩阵和等效噪声向量，表示克罗内克积。

47、优选地，步骤s7中最小均方误差检测器通过信道估计所获取得完全信道状态信息构成的信道矩阵则为步骤s6中的等效信道矩阵heff，经过最小均方误差检测器检测后得到的时延多普勒域符号估计结果为：

48、

49、优选地，步骤s8中弃0的符号数量为m'n'-mn。

50、优选地，步骤s9中将接收端估计的i/q两路传输的复信号通过一个变换矩阵，将其转换为三维星座图中的三维符号坐标；步骤s10使用最小距离判决，将三维符号解映射为并行比特；步骤s11将解映射的并行比特通过并/串转换得到二进制比特流的估计值。

51、与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：

52、本发明提出在otfs系统中应用三维星座映射技术来改善高阶调制下的误码性能，相比传统二维调制otfs系统有着更低的误码率和更高的信息传输速率，并使得otfs系统更加适用于高速移动通信场景中。